近年来,随着社会经济不断发展,配电网容量及电压等级不断增加,网架结构及潮流流向更加复杂,用电设备趋于多样化。为增强配电系统的可控性以应对电力需求的多元化,中压大功率（0.4MW～40MW）电力电子变流设备在电力、交通、冶金等行业中被大量使用。依据直流侧储能方式的不同,电力电子变流器分为电压源型变流器与电流源型变流器。在低压场合,更低的开关器件成本和更高的储能环节效率使得电压源型变流器牢牢占据中小功率市场。然而,面向中压场合时,由于IGBT器件难以直接串联,电压源型变流器仅能通过MMC、级联H桥等多电平结构接入中压电网。其直流侧的大容量电解电容不仅使装置的体积和成本大幅增加,也给电压源型变流器的保护整定带来困难。而另一方面,电流源型变流器具备输入/输出波形质量高、天然抗短路、直接电流控制、开关器件便于压接串联等特点,在中压配网场合中极具竞争力。随着用电负荷等级的不断提升和新型大容量开关器件的涌现,电流源型变流器在海上风电、柔性直流输电、微电网柔性互联等中压场合中的优势也进一步显现,极有可能挑战电压源型变流器的主导地位。基于上述背景,本文针对大功率电流源型变流器在中压配电网中的应用开展了相关研究工作。在中压大功率场合中,开关频率成为制约电流源型变流器系统效率的重要因素。为减小开关损耗以保证系统效率,大功率电流源型变流器的功率器件开关频率一般被限制在几百赫兹。在此情况下,特定谐波消除脉宽调制策略（Selective Harmonic Elimination Pulse Width Modulation,SHE-PWM）因其优良的谐波特性而被广泛采用。SHE-PWM方法利用傅里叶级数解析和重构PWM波形从而消除其中的低次谐波,并通过离线迭代计算的方式获得所需的开关角度。利用此种方法,SHE-PWM可保证自身输出的PWM电流中所含低次谐波最少,但也失去了主动控制谐波的能力,无法主动补偿因外部原因产生谐波。而另一方面,大功率电流源型变流器滤波器设计的截止频率典型值为4.0 p.u.～6.3 p.u.。若电网电压中的5,7次背景谐波不能得到有效补偿,极易与交流侧滤波器发生谐振,导致电流波形严重畸变,从而危害设备。为了抑制因电网背景谐波带来的线电流波形畸变,大功率电流源型变流器滤波器的截止频率通常被设置在4.0 p.u.甚至更低,这无疑大大增加了系统的成本、重量和体积。为实现低开关频率下的低次谐波主动抑制以简化滤波器设计、降低系统成本,特定谐波补偿（Selective Harmonic Compensation,SHC）调制策略首先被提出。SHC调制方法忽略了传统SHE-PWM策略中的四分之一波对称约束条件,从而使得PWM电流中各次谐波的相角任意可调。在此基础上,其利用多次离线迭代计算形成不同谐波分量的开关角度二维查找表,通过实时查找不同谐波含量所对应的开关角度实现了对PWM电流中单个次谐波的主动控制。然而需要注意的是,查表法存在维数灾问题。当使用查找表同时控制多个次谐波时,所需查找表维数的增加将导致所需的计算量和内存呈指数型增长,从而使得此方法难以同时控制多次谐波。此外,相关研究发现,通过在PWM电流的实时相角参考中添加一个6次谐波信号,可在相应的PWM电流中产生伴生的5,7次谐波。通过在线调节6次谐波信号的幅值和相角,也可实现对PWM电流中5次或7次谐波的控制。不难想到,若将SHC调制与6次谐波信号同时使用,可以实现对5,7次谐波的同时控制。但需要注意的是,6次谐波注入方法的准确性依赖对电网的精确锁相。当电网电压频率出现小幅波动时,其补偿精度将大打折扣。针对大功率电流源型变流器开关频率低,谐波控制困难的问题,本文提出了一种基于旁路脉冲注入与SHC调制策略相结合的低次谐波主动抑制方法,同时实现了对网侧电流中5次、7次谐波的精确控制,有效避免了因电网背景谐波带来的电流源型变流器交流侧滤波器谐振风险。旁路脉冲注入即零矢量注入,其通常被应用于电流源型变流器的功率控制,但分析发现,旁路脉冲的宽度和位置与其特定次谐波的幅值和相角呈线性关系。借于以上发现,本文基于叠加原理将旁路脉冲注入与SHC相结合,提出了混合式新型电流源调制策略,并设计了相应的阻抗控制策略,实现了对线电流5次和7次谐波电流的精确控制。文中首先对SHE和SHC调制策略进行了介绍,给出了SHC方法得以控制谐波的原因。其次,对旁路脉冲注入所引起的PWM电流波形变化进行了分析。利用叠加原理,可发现门极信号中旁路脉冲的注入相当于在PWM电流中产生一个等效的叠加波形。对此等效叠加波形进行傅里叶分析,即发现波形中的特定次谐波可通过在线调节旁路脉冲的位置和宽度来进行实时控制。但值得注意的是,经分析发现,旁路脉冲的注入位置并不是任意的,其注入范围被限制在0～π/3。若旁路脉冲注入的位置超越了此限制,其在PWM电流中所产生的等效叠加波形则不再满足上述分析。经由上述限制,所提旁路脉冲注入法只能用于控制6次以上的谐波。根据上述分析,本文给出了相应的控制方法,即通过在线调节旁路脉冲的宽度和位置对7次谐波电流进行实时控制;与此同时,基于在线查表的SHC调制也被使用,用于同时抑制因电网背景谐波所引起的5次谐波电流以及旁路脉冲注入所产生的寄生5次谐波电流。在给出控制策略后,文章又依据系统在稳态下的等效电路分析,给出了控制参数的选择依据。在此基础上,针对并网电流源型变流器建立了所提谐波控制方法下的系统小信号模型,利用迭代法给出了环路控制参数变化情况下的根轨迹图,有效证明了所提控制方法的鲁棒性。文章基于仿真和实验验证了所提中压大功率电流源型变流器低次谐波控制方法在多种运行工况下的动态、稳态性能。首先,依据罗克韦尔自动化有限公司电流源产品典型参数,设计了容量为1MW的并网电流源型整流器仿真。仿真中,交流侧滤波器的谐振频率被设置为6.0p.u.。仿真结果显示,当电网电压出现5,7次背景谐波时,传统SHE调制策略下的并网电流波形畸变严重,THD高达13.28%。当切换至本文所提控制策略后,并网电流波形质量迅速改善,在三个周波内即到达稳态,并网电流THD仅为4.38%。而当电网电压背景谐波发生突变后,并网电流出现大约三个周波的波动,随即到达稳态,并网电流THD仍然被很好地保持在4.58%。系统在经受电网电压暂降时的暂态过程也被给出,其分为三个阶段,第一阶段,电网电压含有2%的5次与2%的7次谐波,但由于应用了所提谐波抑制方法,并网电流保证了良好的波形质量。在第二阶段,电网电压发生了0.2p.u.的暂降,暂降发生后,并网电流波形以及直流电流均会有较小的波动,但很快即可到达稳态。第三阶段,电网电压恢复正常,类似的暂态过程再次发生,但时间很短,且系统的波动同样较小,完全在可承受范围之内。接下来,搭建了容量为1k W的实物平台,并利用可编程交流电源测试了所提控制策略在不同谐波角度下的稳态补偿性能、电网电压背景谐波突变情况下的动态性能以及直流电流参考改变情况下的系统动态性能。结果显示,应用所提方法后,并网电流的THD可由15%左右降至5%以内,且各种工况下的动态性能也十分迅速。需注意的是,旁路脉冲的引入会使得电流源型变流器开关频率增加。为进一步证明所提方法的实用性,本文建立了电流源型变流器损耗模型,并给出了开关频率增加前后的实验平台效率对比结果。分析及实验结果均显示,所提方法带来的开关频率增加几乎不会对电流源系统的效率造成影响。另一方面,随着中压配电网电动汽车充电桩、数据中心等大容量直流负荷的迅猛增长,低压大容量直流负荷的柔性接入成为中压大功率AC/DC变换器的典型应用场景。为适应此场景的应用需求,多级式隔离型AC/DC变换器被广泛采用。最早,二极管或晶闸管整流器被用作前级变换器,虽然其拓扑及控制简单,但也伴随着难以解决的无功和谐波问题。随着功率开关器件的更迭,PWM型变流器逐渐被广泛使用。在中压场合中,受制于功率器件的耐压限制,电压源型PWM变流器均采用多电平结构,级联H桥及模块化多电平变流器（MMC）被广泛应用到两级式AC/DC变换器中,有效解决了前级整流器谐波及功率因数不可控的问题。但此种情况下,前级多电平结构与后级的隔离型DC/DC变换器引入了大量的大容量电解电容,极大增加了装置的体积和成本,装置的控制和保护复杂度大大提升。而相比于电压源型变流器,电流源型变流器的GCT器件可直接串联使用,且两电平电流源型变流器在低开关频率下仍能保证极高的输入、输出波形质量。为此,本文以电流源型PWM变流器作为两级式AC/DC变换器的前级,输入串联输出并联（Input-series-output-parallel,ISOP）的LLC谐振变换器作为后级,构建了一种新型两级式AC/DC变换器拓扑,低成本实现了低压大功率直流负荷柔性接入中压配电网。其中,装置前级电流源型变流器采用改进的调制比可变SHE调制策略,直接控制装置的输出直流电压与并网功率因数,而后级ISOPLCC变换器则采用开环方波调制,开关管均处于软开关状态,并在此基础上进行多重交错,有效抑制了直流电压纹波。相比于前述多电平电压源式结构,所提拓扑节省了大量电解电容,在成本和体积上具有明显优势,且电流源的直流电感还可提供天然的抗短路、抗冲击电流能力,装置的启动和短路保护均十分简单可靠。为保证系统效率,前级电流源型变流器也采用了SHE调制。由于传统SHE调制开关角度固定,仅有延迟角一个自由度可供调节,无法实现功率因数与输出侧直流电压的同时控制。为此,本文通过改变传统SHE的约束条件,利用在线查表的方式实现了SHE-PWM方法调制比的动态调节。在此基础上,对此种调制策略下的系统进行了直流端电压分析,得到了前级电流源的调制比与其输出直流端电压间的函数关系。此后,对后级ISOP-LLC变流器建立了等效电路模型,给出了后级变换器输出电压与输入电压间的函数关系,证明了利用前级电流源调制比直接控制后级输出直流电压的合理性。其次,给出了后级ISOP-LLC变换器的等效电路及功率分析,详细阐明了利用多重交错实现输出电压纹波减小的原理。为验证所提控制策略的稳定性并给出控制参数的选择依据,结合前述电路分析对后级ISOP-LLC变换器进行简化,在此基础上建立了所提两级式AC/DC变换器的小信号模型。依据所建模型,绘制了各控制参数变化情况下的系统根轨迹图,展示了系统良好的稳定性,并依据根轨迹选择了合适的系统控制参数。最后,搭建了相应的实验平台,对所提策略的有效性进行了实际验证。首先,系统的三相电压、三相电流稳态波形展示了其单位功率因数运行特性以及良好的并网电流波形质量,各个LLC谐振变换器模块的交流电压和交流电流也展示了其软开关特性。其次,系统在交错前后的直流电压纹波变化也展示了多重交错策略对直流电压纹波良好的抑制能力。最后,展示了负载由400W突变至800W的系统动态过程,可见当负载突变发生后,系统在一个周波内即可到达稳态,且直流电压波动仅为10%,动态响应性能良好。