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摘要：为实现UPS高频机在高开关频率工作的同时，减低功率开关器件的损耗，辅助谐振变换极软开关（auxiliary resonant commutated pole，简称ARCP）技术可作为解决措施。传统的ARCP电路能够解决主管的软开关，但同时还引入了辅管的关断损耗。因而工作在较高开关频率下系统的整机效率会下降，不能将其应用于实际产品中。本文在传统的基于半桥ARCP软开关电路的基础上，详细介绍了谐振器件设计的关键点并给出了以CPLD为控制核心的辅管驱动逻辑解决方案以解决其零点流关断。最后对某大型UPS进行软开关的软硬件改进，实验证明了应用此电路实现系统“提高频率、不降低效率”的目的。
关键词：辅助谐振变换极（ARCP）；开关逻辑；整机效率；开关损耗
DOI：1015938/jjhust201705007
中圖分类号： TM464
文献标志码： A
文章编号： 1007-2683（2017）05-0035-05
Application of a Novel ARCP Circuit in UPS
MA Junjie1，2，WANG Xudong2，WANG Zhendong2，HU Mingbao1
（1Rongcheng Campus， Harbin University of Science and Technology， Rongcheng 264300， China；
2School of Electrical and Electronic Engineering，Harbin University of Science and Technology， Harbin 150080， China）
Abstract：In order to reduce the loss of the power switching device and improve the efficiency of the UPS system， the ARCP soft switching technology can be used Although some ARCP circuits can realize the soft switching in the main circuit， they decreased the efficiency of the system because of the loss of the auxiliary device in a higher switching frequency To guarantee the efficiency in the higher frequency， this paper introduces a new ARCP circuit principle， the design procedure of the devices and the switching logic Through improving the original software and hardware in a large UPS， the experimental result can prove the practicability of the circuit and the switching logic
Keywords：auxiliary resonant commutated Pole（ARCP）； switching Logic； system efficiency； switching loss
收稿日期： 2016-01-20
基金项目： 国家自然科学基金（51177031） ；广东省重大科技专项项目 （2015B010118003） ；山东省高等学校科技计划项目 （J17KB136）
作者简介：
马骏杰（1982—），男，博士研究生，讲师，Email：m92275@126com；
王旭东（1958—），男，博士，博士研究生导师；
王振东（1994—），男，硕士研究生
0引言
为了既保证UPS系统的高开关频率，又减低功率开关器件的损耗，辅助谐振变换极（简称ARCP）软开关电路可作为很好的解决措施。某些ARCP电路尽管能够很好的解决主管的软开关，但同时引入了辅管的关断损耗。部分文献在降低辅管的关断损耗时加入吸收电路，这使得整机效率提高的不够明显[1]；有些在移相全桥电路的基础上对逆变器进行软开关分析取得较好的控制效果[2～5]，但对于硬件结构为三相半桥逆变器而言，很难对现有拓扑进行修改，只能重新设计，不具备硬件系统的可移植性。
本文介绍了一种新型的半桥结构的ARCP软开关电路及以CPLD为核心的辅管脉冲驱动逻辑。该电路拓扑将软开关与PWM相结合，在变换的初级无需额外增加辅助器件，保证系统在高开关频率的前提下，既可降低原电路主功率开关管的损耗，又可提高整机效率及功率密度；同时这种基于半桥的ARCP电路只需在原有拓撲结构的基础上加入谐振元件及辅助开关器件，并未破坏原有拓扑结构，与硬开关电路相比能够降低主管的应力，控制逻辑方便实现。
1软开关电路及工作原理
如图1所示的虚线部分为三相UPS主电路中整流及逆变均加入该软开关电路的拓扑（只画出单相）。
本文以逆变为例，对该电路的原理及设计进行分析，如图2所示为单相逆变ARCP软开关电路拓扑。
中点N和半桥输出B增加了一个谐振支路，包括控制电流单向流动的IGBT（SW3、SW4，统称辅管）、谐振电感L2、钳位二极管（D5、D6）及主管（SW1、SW2）两端并联的谐振电容C1、C2。如图3所示为Vout处于正半周期的仿真波形，结合图2分析其工作过程。 1）T0之前初始状态。
输出电压Vout处于正半周状态，SW1关断SW2导通，Vout=-Ud/2，输出电流由B流向Vout，假设输出电感L1>>谐振电感L2， 则在一个开关周期内 L1上的电流可认为恒定。
2）T0～T1阶段。
T0时刻，辅助管SW3导通，A点电位翻转为N点电位，L2因承受正向电位，I2由0线性增加。若在T1时刻I2=I1，在这段时间内，通过SW2反相二极管续流的电流逐渐转移到L2上，B保持N点电位不变。
3）T1～T2阶段。
当谐振电感电流I2=I1后，L2与C1、C2發生谐振，此时C2充电C1放电，输出点电位从-Ud/2逐渐增大至N，谐振电感电流逐渐达到最大值。之后B点电位继续上升至+Ud/2。由电路对称性可知，当I2=I1时，Vout=+Ud/2。此刻SW1两端电容放电完毕，假设此时SW1驱动到来，SW1实现了ZVS。
4）T2～T3阶段。
主管SW1导通后，由于谐振电感两端承受反相电压，使得电流继续下降，并在T3时刻降为零。由于辅管SW4始终关断，谐振电感电流一直维持为零。
5）T3～T4阶段。
谐振电感电流在T3时刻降为零后电流无法反相增大，电流一直维持零不变。T4时刻主管SW1与辅助管SW3同时关断，辅管实现了零电流关断。由于在主管两端并联了电容，其关断损耗可大大降低。
总结：对于主管，由于并联了谐振电容C，其关断损耗可大大降低；对于辅管，由于串联了谐振电感，辅管在导通时刻，电流上升速度很慢，可近似认为无开通损耗。另外由于辅助管导通时间非常短（4us），其导通损耗可忽略，并且由于辅管关断电流为零，因此也无关断损耗。
由于主管无法实现对任何时刻的ZVS开通，所以在开通时可能会出现未完全谐振状况。假设Izvs为刚好实现ZVS的谐振电流，I1大于或小于Izvs时，开关器件只能实现不完全电压开通：当I1Izvs时会出现欠谐振如图5所示。尽管通过牺牲主管的ZVS换取了辅管的零电流关断，但可通过严格的谐振元件设计及开关逻辑设计，使其导通压降低于硬开关的Ud。
2谐振元件的关键设计
1）谐振电容设计
主功率IGBT型号为SKM300GB128D，其主关断时间为Tf=60ns（Ic=200A），从IGBT工作原理可知由于存在拖尾电流导致Eoff比较大，其值与Tf有很大关系。通过增加并联电容延长电压上升速度，使得并联后的Tnew=5·Tf =300ns，在Ic=200A条件下可知：
Ic=2·C·du/dt（1）
得C=37nF。实际取40nF， 考虑电压电流以及温升等因素，由16个MMKP8110nF/1000V串并联组成。
2）谐振电感设计
通过电路工作原理可知，电路分为两部分：电流线性上升阶段及谐振阶段。
线性阶段（T0～T1）：辅管开通后，谐振电感压差为+1/2Ud，电感电流线性上升，同时续流二极管中的电流逐渐降低，直至I2=I1。一个开关周期内I1可视为恒定，即：
I1=I2=Ud·t1/（2·L2）（2）
因而谐振电流上升到主功率电流时间为
t1=2·L2·I/Ud（3）
谐振阶段（T1～T2）：谐振电流等于主功率电电流后，由于谐振电感压差仍为+1/2Ud，因此电流继续上升。由于I1恒定，且此时主功率开关管都处于关闭状态，谐振电流大于主功率电流的部分通过谐振电容C1、C2进行充放电， 即L与C发生谐振，谐振周期为：
T=2·π（L2·2·C1）1/2（4）
整个谐振时间为半个周期，故t2=05·T。由工作过程可知，若要实现主功率开关管的完全软开关，需满足：t1+t2=td（死区时间） ，即
td=2·L2·I1Ud+π·（L2·2·C1）1/2（5）
其中：Ud为母线电压810V；C1為谐振电容40nF，td为死区时间25μs。若以额定电流峰值80%处发生完全谐振，则对于120kVA有I1=147A，由公式（5）可得L=32μH，实际系统采用magnetics公司77191A7coolmu磁心。
3辅管的CPLD驱动逻辑设计
如图7所示为ARCP电路的主管、辅管在电压正半轴的CPLD基本控制时序。
由于谐振电感的存在，辅管可实现零电流开通， 为保证新增的辅管无开关损耗，辅管只能在主管的死区内导通，且辅管开通时间必须足够长，以至于实现零电流关断。
从软开关工作过程可知，当主管开通后，谐振电流会逐渐下降到零，考虑留有一定裕度， 实际软件设计辅管开通时间T=56μs。
软件设计时，CLPD根据交流侧的电流方向形成辅管驱动信号，CPLD的逻辑设计时需满足以下条件：
1）主管脉宽正常情况下（脉宽大于56μs小于10μs），辅管的脉冲信号在主管脉冲下降沿产生且驱动脉冲时间固定为56μs。如图8（a）所示，SW2与SW1驱动信号的下降沿分别产生辅管SW3与 SW4的触发信号；
2）主管的触发脉冲过窄情况下（脉宽小于56μs），辅管触发脉冲在主管下一个周期的下降沿关断。如图8（b）所示，SW1的触发脉冲在t2～t3时间段较窄，因而SW3的触发脉冲在SW2下降沿产生，在SW1下降沿关闭；
3）一个主管驱动脉冲过宽，另一个无驱动时，无驱动的主管对应的辅管无驱动脉冲，而另一个辅管的驱动脉宽固定为31μs。如图8（c）所示， SW3在主管SW2下降沿产生触发，SW4无触发脉冲。
4实验结果分析 1）采用上述设计后主管驱动波形如图9所示。可以看出：Vce波形明显变好，小电流时无过谐振，大电流时谐振电流峰值变大，更有利于软开关。
2）对试验样机120kVA高频UPS逆变模块进行实验，工作频率为16kHz，主管死区时间为25μs，采用上述辅管控制逻辑，逆变软开关实验波形如图10所示。
3）将系统开关频率由12kHz提升至16kHz后，UPS整機效率由922%提升为931%，如表1所示。
5结论
通过电路分析及实验结果可知，采用本文设计的以CPLD为核心的辅管驱动逻辑方案，不但实现了主功率开关管的零电压开通，还实现了辅管的零电流关断。实验样机的整机效率由之前12kHz的开关频率下的923%提高到16kHz软开关频率下的931%，实现系统“提高频率、不降低效率”的最终目的。
参 考 文 献：
[1]于洋，王毅，张春涛 ARCP软开关谐振电感的优化研究[J]. 电力电子技术，2008，42（5）：48-49，55
[2]尹培培，洪峰，王成华，等 无源无损软开关双降压式全桥逆变器[J]. 电工技术学报，2014，29（6）：40-48
[3]张辉，邓嘉，马皓一种双变压器串联谐振软开关推挽电路[J]. 电力电子技术，2008，42（6）：28-29，35
[4]成庶，陈特放，余明扬一种新型有源次级钳位全桥零电压零电流软开关PWM变换器[J]. 中国电机工程学报，2008，28（12）：44-49
[5]杜志勇，王鲜芳，冯星辉一种新型的单级功率因数校正AC/DC变换器的设计[J]. 电力系统保护与控制，2010，38（15）：110-113
[6]贺虎成，刘卫国，解恩 一种新型无刷直流电机谐振极软开关逆变器[J]. 电工技术学报，2008，23（12）：99-106
[7]秦岭，王亚芳，张振娟，等 低通态损耗的ZCSPWM变换器族[J]. 电工技术学报，2009，24（11）：96-101
[8]许春雨，陈国呈，张瑞斌，等三相软开关逆变器的PWM实现方法[J]. 中国电机工程学报，2003，23（8）：23-27
[9]邓焰，吴燮华，何湘宁，等.一种新型高功率逆变桥臂无源无损耗吸收电路[J].中国电机工程学报，2000，20（3）：5-9
[10]RUAN Xinbo，YAN Yangguang A Novel Zero Voltage and Zero Current Switching PWM Full Bridge Converter Using Two Diodes in Series with the Lagging Leg[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2001，48（4）：777-785
[11]SONG Tingting，HUANG Nianci.Novel Zero Voltage and Zero Current Switching Full Bridge PWM Converter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics，2005，20（2）： 286-291
[12]CHO J G， BAEK J W，YOO D W， et al. Novel Zero Voltage and Zero Current Switching （ZVZCS） Full Bridge PWM Converter Using Transformer Auxiliary Winding[J]. IEEE Transactions on Power Electronics，2000，15（2）： 250-257
[13]SHENG LaiJih，ZHANG Junhong，YU Huijie，et alSource and Load Adaptive Design for a Highpower Softswitching Inverter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics，2006，21（6）：1667-1675
[14]方波，白政民，张元敏基于FBPSPWM软开关技术的光伏发电MPPT研究[J]. 电力系统保护与控制，2011，39（06）：71-75，79
[15]LIU Fuxin，YAN Jiajia，RUAN Xinbo Zerovoltage and Zerocurrentswitching PWM Combined Threelevel DC/DC Converter[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics，2010，57（5）：1644-1654
[16]CHAN Freddy，HUGO Calleja Reliability Estimation of Three Singlephase Topologies in Gridconnected PV Systems[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics，2011，58（7）：2683-2689
[17]馬柯，徐德鸿，张涛，等辅助谐振变换极软开关逆变器分段定时间控制方法[J]. 中国电机工程学报，2010，30（18）：1-8
[18]杨迎化，谢顺依，钟祺，等.一种新型直流环节并联谐振软开关逆变器[J].中国电机工程学报， 2008，28（12）：50-54
[19]许峰，徐殿国，柳玉秀.一种新型的全桥零电压零电流开关 PWM变换器[J].中国电机工程学报，2004，24（1）：147-152
[20]吴新科，张军明，钱照明，等 互补控制的有源钳位型零电压开关功率因数校正器[J].电工技术学报，2011，26（2）：123-128
（编辑：温泽宇）
关键词：辅助谐振变换极（ARCP）；开关逻辑；整机效率；开关损耗
DOI：1015938/jjhust201705007
中圖分类号： TM464
文献标志码： A
文章编号： 1007-2683（2017）05-0035-05
Application of a Novel ARCP Circuit in UPS
MA Junjie1，2，WANG Xudong2，WANG Zhendong2，HU Mingbao1
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2School of Electrical and Electronic Engineering，Harbin University of Science and Technology， Harbin 150080， China）
Abstract：In order to reduce the loss of the power switching device and improve the efficiency of the UPS system， the ARCP soft switching technology can be used Although some ARCP circuits can realize the soft switching in the main circuit， they decreased the efficiency of the system because of the loss of the auxiliary device in a higher switching frequency To guarantee the efficiency in the higher frequency， this paper introduces a new ARCP circuit principle， the design procedure of the devices and the switching logic Through improving the original software and hardware in a large UPS， the experimental result can prove the practicability of the circuit and the switching logic
Keywords：auxiliary resonant commutated Pole（ARCP）； switching Logic； system efficiency； switching loss
收稿日期： 2016-01-20
基金项目： 国家自然科学基金（51177031） ；广东省重大科技专项项目 （2015B010118003） ；山东省高等学校科技计划项目 （J17KB136）
作者简介：
马骏杰（1982—），男，博士研究生，讲师，Email：m92275@126com；
王旭东（1958—），男，博士，博士研究生导师；
王振东（1994—），男，硕士研究生
0引言
为了既保证UPS系统的高开关频率，又减低功率开关器件的损耗，辅助谐振变换极（简称ARCP）软开关电路可作为很好的解决措施。某些ARCP电路尽管能够很好的解决主管的软开关，但同时引入了辅管的关断损耗。部分文献在降低辅管的关断损耗时加入吸收电路，这使得整机效率提高的不够明显[1]；有些在移相全桥电路的基础上对逆变器进行软开关分析取得较好的控制效果[2～5]，但对于硬件结构为三相半桥逆变器而言，很难对现有拓扑进行修改，只能重新设计，不具备硬件系统的可移植性。
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1软开关电路及工作原理
如图1所示的虚线部分为三相UPS主电路中整流及逆变均加入该软开关电路的拓扑（只画出单相）。
本文以逆变为例，对该电路的原理及设计进行分析，如图2所示为单相逆变ARCP软开关电路拓扑。
中点N和半桥输出B增加了一个谐振支路，包括控制电流单向流动的IGBT（SW3、SW4，统称辅管）、谐振电感L2、钳位二极管（D5、D6）及主管（SW1、SW2）两端并联的谐振电容C1、C2。如图3所示为Vout处于正半周期的仿真波形，结合图2分析其工作过程。 1）T0之前初始状态。
输出电压Vout处于正半周状态，SW1关断SW2导通，Vout=-Ud/2，输出电流由B流向Vout，假设输出电感L1>>谐振电感L2， 则在一个开关周期内 L1上的电流可认为恒定。
2）T0～T1阶段。
T0时刻，辅助管SW3导通，A点电位翻转为N点电位，L2因承受正向电位，I2由0线性增加。若在T1时刻I2=I1，在这段时间内，通过SW2反相二极管续流的电流逐渐转移到L2上，B保持N点电位不变。
3）T1～T2阶段。
当谐振电感电流I2=I1后，L2与C1、C2發生谐振，此时C2充电C1放电，输出点电位从-Ud/2逐渐增大至N，谐振电感电流逐渐达到最大值。之后B点电位继续上升至+Ud/2。由电路对称性可知，当I2=I1时，Vout=+Ud/2。此刻SW1两端电容放电完毕，假设此时SW1驱动到来，SW1实现了ZVS。
4）T2～T3阶段。
主管SW1导通后，由于谐振电感两端承受反相电压，使得电流继续下降，并在T3时刻降为零。由于辅管SW4始终关断，谐振电感电流一直维持为零。
5）T3～T4阶段。
谐振电感电流在T3时刻降为零后电流无法反相增大，电流一直维持零不变。T4时刻主管SW1与辅助管SW3同时关断，辅管实现了零电流关断。由于在主管两端并联了电容，其关断损耗可大大降低。
总结：对于主管，由于并联了谐振电容C，其关断损耗可大大降低；对于辅管，由于串联了谐振电感，辅管在导通时刻，电流上升速度很慢，可近似认为无开通损耗。另外由于辅助管导通时间非常短（4us），其导通损耗可忽略，并且由于辅管关断电流为零，因此也无关断损耗。
由于主管无法实现对任何时刻的ZVS开通，所以在开通时可能会出现未完全谐振状况。假设Izvs为刚好实现ZVS的谐振电流，I1大于或小于Izvs时，开关器件只能实现不完全电压开通：当I1
2谐振元件的关键设计
1）谐振电容设计
主功率IGBT型号为SKM300GB128D，其主关断时间为Tf=60ns（Ic=200A），从IGBT工作原理可知由于存在拖尾电流导致Eoff比较大，其值与Tf有很大关系。通过增加并联电容延长电压上升速度，使得并联后的Tnew=5·Tf =300ns，在Ic=200A条件下可知：
Ic=2·C·du/dt（1）
得C=37nF。实际取40nF， 考虑电压电流以及温升等因素，由16个MMKP8110nF/1000V串并联组成。
2）谐振电感设计
通过电路工作原理可知，电路分为两部分：电流线性上升阶段及谐振阶段。
线性阶段（T0～T1）：辅管开通后，谐振电感压差为+1/2Ud，电感电流线性上升，同时续流二极管中的电流逐渐降低，直至I2=I1。一个开关周期内I1可视为恒定，即：
I1=I2=Ud·t1/（2·L2）（2）
因而谐振电流上升到主功率电流时间为
t1=2·L2·I/Ud（3）
谐振阶段（T1～T2）：谐振电流等于主功率电电流后，由于谐振电感压差仍为+1/2Ud，因此电流继续上升。由于I1恒定，且此时主功率开关管都处于关闭状态，谐振电流大于主功率电流的部分通过谐振电容C1、C2进行充放电， 即L与C发生谐振，谐振周期为：
T=2·π（L2·2·C1）1/2（4）
整个谐振时间为半个周期，故t2=05·T。由工作过程可知，若要实现主功率开关管的完全软开关，需满足：t1+t2=td（死区时间） ，即
td=2·L2·I1Ud+π·（L2·2·C1）1/2（5）
其中：Ud为母线电压810V；C1為谐振电容40nF，td为死区时间25μs。若以额定电流峰值80%处发生完全谐振，则对于120kVA有I1=147A，由公式（5）可得L=32μH，实际系统采用magnetics公司77191A7coolmu磁心。
3辅管的CPLD驱动逻辑设计
如图7所示为ARCP电路的主管、辅管在电压正半轴的CPLD基本控制时序。
由于谐振电感的存在，辅管可实现零电流开通， 为保证新增的辅管无开关损耗，辅管只能在主管的死区内导通，且辅管开通时间必须足够长，以至于实现零电流关断。
从软开关工作过程可知，当主管开通后，谐振电流会逐渐下降到零，考虑留有一定裕度， 实际软件设计辅管开通时间T=56μs。
软件设计时，CLPD根据交流侧的电流方向形成辅管驱动信号，CPLD的逻辑设计时需满足以下条件：
1）主管脉宽正常情况下（脉宽大于56μs小于10μs），辅管的脉冲信号在主管脉冲下降沿产生且驱动脉冲时间固定为56μs。如图8（a）所示，SW2与SW1驱动信号的下降沿分别产生辅管SW3与 SW4的触发信号；
2）主管的触发脉冲过窄情况下（脉宽小于56μs），辅管触发脉冲在主管下一个周期的下降沿关断。如图8（b）所示，SW1的触发脉冲在t2～t3时间段较窄，因而SW3的触发脉冲在SW2下降沿产生，在SW1下降沿关闭；
3）一个主管驱动脉冲过宽，另一个无驱动时，无驱动的主管对应的辅管无驱动脉冲，而另一个辅管的驱动脉宽固定为31μs。如图8（c）所示， SW3在主管SW2下降沿产生触发，SW4无触发脉冲。
4实验结果分析 1）采用上述设计后主管驱动波形如图9所示。可以看出：Vce波形明显变好，小电流时无过谐振，大电流时谐振电流峰值变大，更有利于软开关。
2）对试验样机120kVA高频UPS逆变模块进行实验，工作频率为16kHz，主管死区时间为25μs，采用上述辅管控制逻辑，逆变软开关实验波形如图10所示。
3）将系统开关频率由12kHz提升至16kHz后，UPS整機效率由922%提升为931%，如表1所示。
5结论
通过电路分析及实验结果可知，采用本文设计的以CPLD为核心的辅管驱动逻辑方案，不但实现了主功率开关管的零电压开通，还实现了辅管的零电流关断。实验样机的整机效率由之前12kHz的开关频率下的923%提高到16kHz软开关频率下的931%，实现系统“提高频率、不降低效率”的最终目的。
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[1]于洋，王毅，张春涛 ARCP软开关谐振电感的优化研究[J]. 电力电子技术，2008，42（5）：48-49，55
[2]尹培培，洪峰，王成华，等 无源无损软开关双降压式全桥逆变器[J]. 电工技术学报，2014，29（6）：40-48
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[6]贺虎成，刘卫国，解恩 一种新型无刷直流电机谐振极软开关逆变器[J]. 电工技术学报，2008，23（12）：99-106
[7]秦岭，王亚芳，张振娟，等 低通态损耗的ZCSPWM变换器族[J]. 电工技术学报，2009，24（11）：96-101
[8]许春雨，陈国呈，张瑞斌，等三相软开关逆变器的PWM实现方法[J]. 中国电机工程学报，2003，23（8）：23-27
[9]邓焰，吴燮华，何湘宁，等.一种新型高功率逆变桥臂无源无损耗吸收电路[J].中国电机工程学报，2000，20（3）：5-9
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（编辑：温泽宇）