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摘要：目前，我国的经济发展十分迅速，平面变压器相对于传统变压器具有漏感低、转换效率髙、散热性能好等优点。此处以印制电路板（PCB）上铜箔绕制线圈形成集成的EI平面变压器，并进行了反激式直流电源转换电路设计。首先运用PEMAG和Maxwell对变压器进行3D建模仿真，控制气隙使其电感量达到398.5|xH，满足变压器设计需求;通过PSPICE对电路参数进行仿真验证，优化电路参数;设计具有多路输出的反激式转换器PCB并进行打样和贴片。电路测试结果表明该反激式电源具有100￣400V的宽输入电压，输出电压12V/6V/3.3V，最大负载电流0.5A，开关频率85kHz，效率可达82%;随着负载和占空比的变化，控制输出电压稳定，各路输出电压调整率和负载调整率均达到预期要求.
关键词：变压器;反激式电源;电路设计
引言
当前，随着开关电源性能要求的不断提高，对其技术设计提出了更高的要求。反激变换器具有输入电压范围宽、结构简单和性能稳定等优点，广泛应用于电源设计。本文基于UC3844设计了单端反激开关稳压电源，取得了良好的稳压效果。
1变压器设计
在设计开关电源时需要注重变压器设计，电源性能会直接影响变压器设计合理性。变压器输出功率和输入功率估算方面，按照输出电压和输出电流设计大小对总输出功率进行计算，公式如下： 计算变压器最大/最小流输入电流和电压。在经过整流桥之后，交流电最小输入直流电压和最大输入直流电压可以按照以下公式计算： 最小输入直流电压计算公式中所减少的40V主要是直流纹波和整流桥压降之和，在最小值计算中主要应用上述公式。金属氧化物半导体场效应晶体管的额定电压在600V左右，因此在Vin（max）位置需要预留30V裕量。在该种情况下，漏极电压应当小于560V，且漏极电压在Vin+Vz，因此，满足： 计算变压器脉冲信号最大占空比方面，电网电压在220V数值上波动时，经全波整流处理之后，直流输入电压数值最大可达到342V，最小可达到240V，将反射电压设置为VOR时，则可以应用以下公式计算出最大占空比： 在进行计算之后得出： 峰值电流和纹波电流估算方面，在计算峰值电流和纹波电流时可以通过以下公式进行计算： 通常情况下，KRP数值为0.4，如果交流输入电压为230V，则数值选取为0.6.单片反激开关电源在CCM模式下连续运行。充分考虑器件资料，则开关电源设计KRP数值选择为0.7.确定变压器磁芯尺寸。相比于成品电感来说，磁性元件电感在设计期间需要增加气隙从而加强磁芯储存能量的能力，如果不存在气隙，磁芯在存储少量能量之后就会出现饱和。在增加气体比较大，则会相应加多匝数，从而加大绕组铜耗。其次，增加匝数会相应加大绕组占用窗口的面积。因此在实际设计期间需要考虑多种因素，利用下式进行计算：
2平面变压器设计仿真
2.1变压器参数设计
变压器参数设计的初始条件：输入电压为100-400V，输出功率为12W，输出两路隔离电压/电流为12V/0.5A，辅助绕组侧12V输出电压后接LDO降压为6V，次级12V输出电压后接LDO降压为3.3V，多路隔离的输出可供各控制芯片使用或者驱动MOSFET等。输出电压纹波嘛<90mV，开关频率为85kHzo初、次级的最大匝数比由满载最大开关频率、DCM谐振时间等决定。首先，根据目标开关频率和DCM谐振时间确定占空比，一般假设DCM谐振频率为500kHz，tR=2EA，s，根据转换模式操作的限制，要求从次级电流导通结束到第1个u}电压谷值的周期是DCM谐振周期的1/2。计算出最大占空比为： 式中 占空比确定后，次级绕组的电压等于输出电压、次级整流器压降以及电缆补偿电压之和，初、次级的最大匝数比为： 式中：U}，为输出电压;铸为整流管上的压降汉I}为其他电路造成的一个电压损耗。
2.2反激电路参数选择
1）开关器件参数选择及选型根据UC3844的4管脚接入的RC值，可得PWM波频率为153.3kHz，开关器件承受最大电压值为393V，开关器件的额定电压为786～1179V，额定电流范围为0.50～0.66A。本文最终选择了TO-220F封装的7N65MOSFET作为开关器件。2）肖特基二极管参数选择及选型流过每个肖特基二极管的电流平均值为1.25A，有效值为1.77A。由于肖特基二极管承受的最大电压为45.5V，考虑安全裕量，肖特基二极管的额定电压为91.0～136.5V，额定电流为1.69～2.25A。本文最终选择了SR3100肖特基二极管（最大耐压值100V，正向平均电流最大值3A）。
2.3反馈控制
电路的反馈稳压原理如图3所示。当输出电压升高时，经电阻R11、R10和R12分压后，接到TL431参考输入端（误差放大器的反向输入端）的电压随之升高，导致TL431端的电压Vka下降，而流经光耦二极管的电流if变大。电压下降电流升高，造成光耦集射极瞬态电阻值变小，UC3844引脚1的电平变小，导致PWM锁存器发生复位，脉冲变窄，MOSFET功率管的导通时间变短。
2.4驱动电路
驱动电路电压为16V，在开启电源之后，经整流滤波的交流电能够获得直流电，利用电阻降压后能够为其提供电能，当电压满足16V之后，启动芯片会产生波形驱动信号，与栅极阻尼电阻进行串联。在进入正常运行状态之后，电源变压器副边绕组所产生的交流电经过整流滤处理之后能够为芯片提供电源。
2.5 整流电路
1）交流输入优化电路交流输入优化电路中，将220V交流电从9500-5///3端口输入后，采用熔断器F1和热敏电阻N1进行过载保护和短路保护，开关SW1控制通断。为减小输入电源的噪声干扰，提高安全性，在二极管整流桥之前增设安规电容和共模滤波电感LF1。安规电容的特点是即使失效后，也不会导致电击，不危及人身安全。其中，CX1（X型安规电容）跨接在L与N（零线）之间，抑制差模干扰;CY1和CY2（均为Y型安规电容）分别跨接在L与FG之间、N与FG（接地线）之间，抑制共模干扰。之后，利用共模滤波电感LF1再次滤除干扰，为整流电路的输入提供有效保障。2）整流电路整流电路选用电容滤波的单相不可控整流电路，整流桥选用普通整流二极管1N4007，交流电压经D1～D4整流及大电容C1滤波后，得到大小约为311V的直流电压。综合考虑经济因素及其他因素，最终选择大小为82μF的滤波电容C1。由于二极管1N4007的最高反向承受电压为1000V，最大电流平均值为1A，因此二极管选用1N4007。电容滤波的单相不可控整流电路，输出电压是0.9U2～22U，空载时，R为无穷大，放电时，常数无穷大，输出电压最大，为22U，约311V。整流电路输出波形为一条直线，近似为311V的直流电，可以达到预期值。
结语
设计了基于两相交错并联Buck变换器的精细等离子电源，通过分析输出电流纹波机理，得到抑制方法与主电路器件选型方案。在电流闭环控制中加入数字滤波器，提高了系统稳态性能和动态特性。在实验平台上进行260A的切割实验，实验波形中输出电流纹波被很好地抑制，切割样件表面光洁无挂渣、垂直度好，达到了精细切割的标准。
参考文献
[1]王秋妍，郑浩，王道平，等.基于UC3842的单端反激式开关电源设计[J].电子技术与软件工程，2018，20（2）：105-106.
[2]尹雷，万舟，沈天舒.新型多路输出单端反激式开关电源設计[J].软件，2017，38（11）：137-141.
关键词：变压器;反激式电源;电路设计
引言
当前，随着开关电源性能要求的不断提高，对其技术设计提出了更高的要求。反激变换器具有输入电压范围宽、结构简单和性能稳定等优点，广泛应用于电源设计。本文基于UC3844设计了单端反激开关稳压电源，取得了良好的稳压效果。
1变压器设计
在设计开关电源时需要注重变压器设计，电源性能会直接影响变压器设计合理性。变压器输出功率和输入功率估算方面，按照输出电压和输出电流设计大小对总输出功率进行计算，公式如下： 计算变压器最大/最小流输入电流和电压。在经过整流桥之后，交流电最小输入直流电压和最大输入直流电压可以按照以下公式计算： 最小输入直流电压计算公式中所减少的40V主要是直流纹波和整流桥压降之和，在最小值计算中主要应用上述公式。金属氧化物半导体场效应晶体管的额定电压在600V左右，因此在Vin（max）位置需要预留30V裕量。在该种情况下，漏极电压应当小于560V，且漏极电压在Vin+Vz，因此，满足： 计算变压器脉冲信号最大占空比方面，电网电压在220V数值上波动时，经全波整流处理之后，直流输入电压数值最大可达到342V，最小可达到240V，将反射电压设置为VOR时，则可以应用以下公式计算出最大占空比： 在进行计算之后得出： 峰值电流和纹波电流估算方面，在计算峰值电流和纹波电流时可以通过以下公式进行计算： 通常情况下，KRP数值为0.4，如果交流输入电压为230V，则数值选取为0.6.单片反激开关电源在CCM模式下连续运行。充分考虑器件资料，则开关电源设计KRP数值选择为0.7.确定变压器磁芯尺寸。相比于成品电感来说，磁性元件电感在设计期间需要增加气隙从而加强磁芯储存能量的能力，如果不存在气隙，磁芯在存储少量能量之后就会出现饱和。在增加气体比较大，则会相应加多匝数，从而加大绕组铜耗。其次，增加匝数会相应加大绕组占用窗口的面积。因此在实际设计期间需要考虑多种因素，利用下式进行计算：
2平面变压器设计仿真
2.1变压器参数设计
变压器参数设计的初始条件：输入电压为100-400V，输出功率为12W，输出两路隔离电压/电流为12V/0.5A，辅助绕组侧12V输出电压后接LDO降压为6V，次级12V输出电压后接LDO降压为3.3V，多路隔离的输出可供各控制芯片使用或者驱动MOSFET等。输出电压纹波嘛<90mV，开关频率为85kHzo初、次级的最大匝数比由满载最大开关频率、DCM谐振时间等决定。首先，根据目标开关频率和DCM谐振时间确定占空比，一般假设DCM谐振频率为500kHz，tR=2EA，s，根据转换模式操作的限制，要求从次级电流导通结束到第1个u}电压谷值的周期是DCM谐振周期的1/2。计算出最大占空比为： 式中 占空比确定后，次级绕组的电压等于输出电压、次级整流器压降以及电缆补偿电压之和，初、次级的最大匝数比为： 式中：U}，为输出电压;铸为整流管上的压降汉I}为其他电路造成的一个电压损耗。
2.2反激电路参数选择
1）开关器件参数选择及选型根据UC3844的4管脚接入的RC值，可得PWM波频率为153.3kHz，开关器件承受最大电压值为393V，开关器件的额定电压为786～1179V，额定电流范围为0.50～0.66A。本文最终选择了TO-220F封装的7N65MOSFET作为开关器件。2）肖特基二极管参数选择及选型流过每个肖特基二极管的电流平均值为1.25A，有效值为1.77A。由于肖特基二极管承受的最大电压为45.5V，考虑安全裕量，肖特基二极管的额定电压为91.0～136.5V，额定电流为1.69～2.25A。本文最终选择了SR3100肖特基二极管（最大耐压值100V，正向平均电流最大值3A）。
2.3反馈控制
电路的反馈稳压原理如图3所示。当输出电压升高时，经电阻R11、R10和R12分压后，接到TL431参考输入端（误差放大器的反向输入端）的电压随之升高，导致TL431端的电压Vka下降，而流经光耦二极管的电流if变大。电压下降电流升高，造成光耦集射极瞬态电阻值变小，UC3844引脚1的电平变小，导致PWM锁存器发生复位，脉冲变窄，MOSFET功率管的导通时间变短。
2.4驱动电路
驱动电路电压为16V，在开启电源之后，经整流滤波的交流电能够获得直流电，利用电阻降压后能够为其提供电能，当电压满足16V之后，启动芯片会产生波形驱动信号，与栅极阻尼电阻进行串联。在进入正常运行状态之后，电源变压器副边绕组所产生的交流电经过整流滤处理之后能够为芯片提供电源。
2.5 整流电路
1）交流输入优化电路交流输入优化电路中，将220V交流电从9500-5///3端口输入后，采用熔断器F1和热敏电阻N1进行过载保护和短路保护，开关SW1控制通断。为减小输入电源的噪声干扰，提高安全性，在二极管整流桥之前增设安规电容和共模滤波电感LF1。安规电容的特点是即使失效后，也不会导致电击，不危及人身安全。其中，CX1（X型安规电容）跨接在L与N（零线）之间，抑制差模干扰;CY1和CY2（均为Y型安规电容）分别跨接在L与FG之间、N与FG（接地线）之间，抑制共模干扰。之后，利用共模滤波电感LF1再次滤除干扰，为整流电路的输入提供有效保障。2）整流电路整流电路选用电容滤波的单相不可控整流电路，整流桥选用普通整流二极管1N4007，交流电压经D1～D4整流及大电容C1滤波后，得到大小约为311V的直流电压。综合考虑经济因素及其他因素，最终选择大小为82μF的滤波电容C1。由于二极管1N4007的最高反向承受电压为1000V，最大电流平均值为1A，因此二极管选用1N4007。电容滤波的单相不可控整流电路，输出电压是0.9U2～22U，空载时，R为无穷大，放电时，常数无穷大，输出电压最大，为22U，约311V。整流电路输出波形为一条直线，近似为311V的直流电，可以达到预期值。
结语
设计了基于两相交错并联Buck变换器的精细等离子电源，通过分析输出电流纹波机理，得到抑制方法与主电路器件选型方案。在电流闭环控制中加入数字滤波器，提高了系统稳态性能和动态特性。在实验平台上进行260A的切割实验，实验波形中输出电流纹波被很好地抑制，切割样件表面光洁无挂渣、垂直度好，达到了精细切割的标准。
参考文献
[1]王秋妍，郑浩，王道平，等.基于UC3842的单端反激式开关电源设计[J].电子技术与软件工程，2018，20（2）：105-106.
[2]尹雷，万舟，沈天舒.新型多路输出单端反激式开关电源設计[J].软件，2017，38（11）：137-141.