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摘要：由于电网非线性负荷及各种时变电力电子装置的大规模应用，解决由此引起的谐波电流注入电网的问题已成为电力系统研究中的热点问题。该文分析有源滤波器的基本原理，基于ip—iq检测法和滞环控制，用PSCAD仿真软件建立一种新型有源滤波器模型，并应用该滤波器对谐波源所产生的谐波电流进行滤除仿真及实验分析。仿真及实验的结果表明：该有源滤波器对谐波电流有较为理想的滤除作用。
关键词：ip一iq检测法；滞环控制；有源滤波；谐波电流
文献标志码：A
文章编号：1674-5124（ 2015） 02-0054-06
引 言
非线性负荷和各种时变电力电子装置在电网中被大规模应用，应用过程中产生了大量的谐波电流，导致正常的电流波形发生畸变，对电网造成严重危害。因此抑制谐波电流，提高整个电力系统的运行环境迫在眉睫。目前，解决这种问题主要有无源滤波器（PF）、有源滤波器（APF）和混合型有源滤波器3种方法。PF采用的是LC无源滤波器，这种滤波器结构简单，成本低，仅由电感和电容组成，在技术方面相当成熟；缺点是体积较大，无法实现谐波和无功电流的动态补偿，补偿特性受限于电网的阻抗，并且可能导致滤波器和电网发生谐振，从而使谐波电流增加。APF遵循“抵消”原理，可以同时实现谐波和无功电流的动态补偿，响应速度快，补偿性能在跟踪电网频率变化时不受其影响，受电网阻抗影响小，从而不容易与电网阻抗产生谐振；其缺点是受限于功率元件的容量，使其在中高压的系统中存在应用困难。因此，混合型有源滤波器逐渐成为了研究的热点。
本文提出了一种新型混合型有源滤波器，对该滤波器模型的拓扑和原理进行了分析，并基于ip-iq检测法和滞环控制，用PSCAD仿真软件建立了该模型。
1.新型APF的拓扑结构和基本原理
I.I 新型APF的拓扑结构设计
新型APF的拓扑结构设计如图l所示。
模型的PF部分由Ls和C5构成的5次PF，L7和C7构成的7次PF以及L11和C11构成的II次PF组成。APF部分采用并联型结构，由7次单调谐无源滤波支路接入电网。谐波电流由PF部分和APF部分共同进行抑制。APF部分的逆变器采用三相四开关逆变器，这种逆变器将原三相六开关的一相桥臂改变为电容桥臂，使得绝缘栅双极型晶体管（IGBT）和二极管的需求数量减少，从而减少相对应的控制执行电路和功率散热单元，令整体制造和运行成本大幅降低，而且这种三相四开关逆变器还能作为传统三相六开关逆变器的容错拓扑。此模型选择7次单调谐无源滤波支路作为APF部分的注入支路，即令APF部分与PF部分的7次PF串联，起到分压的效果，使APF部分所承受的基波电压降低，减少了逆变器的容量。附加电感L与耦合变压器的二次侧并联，起到防止电压突变，减少APF部分所受冲击，使得补偿装置能可靠稳定地运行。Lo为滤波电感，APF部分的输出经过此电感后，与附加电感L并接在耦合变压器的二次侧，使APF部分的基波阻抗得到了大幅的降低。
1.2 新型APF的基本原理分析
对新型APF的拓扑结构进行简化后，得到新型APF谐波域单相电气模型，如图2所示。
图中将逆变器看成电压源uF，设耦合变压器的变比为k：l，ZLD为耦合变压器阻抗，Z1为附加电感的阻抗，Z7h为7次PF阻抗，Zph为5次和II次PF阻抗并联后的等效阻抗，Zsh为电网阻抗，将非线性负载看成谐波电流源ILh，图中的Ish、Iph、I7、I10、I1分别为对应支路的电流。
根据基尔霍夫的KVL和KCL定理，可得下式：
由式（3）可知，在其余量都保持不变的情况下，通过控制逆变器电压UF的大小，可以有效减少电网中谐波电流的含量。
1.3 注入支路分析
本文所提出的新型有源滤波器的APF部分，选择7次单调谐PF支路接入电网。APF部分分别选择5次、7次、11次单调谐PF支路接入电网，对3种单调谐PF支路滤波效果进行仿真对比，以此来说明原因。图3～图5分别为选择5次、7次、11次单调谐PF支路接入电网并滤波后的电流波形。
由图3～图5的对比可以得出，当APF部分选择7次单调谐PF支路接入电网时，得到的电流波形基本接近正弦波，谐波的滤除抑制效果优于5次和11次，为了能使设计的有源滤波器达到较好的滤波效果，APF部分选择7次单调谐PF支路接入电网。
2 ip-iq谐波电流检测法
ip-iq检测法原理如图6所示。Ia、Ib、Ic分别为三相电路各相的瞬时电流；va为a相的瞬时电压；PLL为锁相环，信号发生器为正、余弦信号发生电路。在ip一iq检测法中设置锁相环PLL和正、余弦发生电路的原因是实现对输入信号频率和相位的自动跟踪，获取与a相电压相同相位的正弦信号sin（wt）和余弦信号一cos（wt），从而得到Cah矩阵。Ia、lB为Ia、Ib，Ic经过C32矩阵变换所得。C32和Cah基于a-B变换和功率守恒定理推导得出。
LPF为低通滤波器，lp、Iq经过LPF滤波后，生成直流分量Ip、IQ，再经过计算：
其中C23、Cb分别为C32、Cab的逆矩阵。
Iaf、Ibf、Icf为基波电流，用三相电路各相的瞬时电流Ia、Ib、Ic分别减去三相基波电流，就得到了谐波电流Iah、Ibh、Ich，即：
3.滞环控制
本文采用PSCAD中的interpolated firing pulses（插值点的触发脉冲）组件做为滞环控制核心部分。这一组件返回一个二元数组，第1个元素信号表示门极控制信号，0为关断，1为导通。第2个元素为插值时刻。组件的输出由H和L的比较得出。H来自于ON和OFF信号，即开启和关断信号，L为触发角定值，将H和L进行比较，当时间步长前进到t与t+Δt（Δt为仿真时的时间步长）之间有器件动作，即触发角定值位于这两点之间时，就运用插值算法进行计算，并输出触发信号。 电流IT为主电路产生的补偿电路，谐波电流Iah、Ibh、Ich与IT的各相电流ITa、ITb、ITc相减后得到差值分别为CHa、CHb、CHc，用这些差值来控制Inlerpo-alated Firing Pulses的ON和OFF信号，从而来控制APF系统模型中9i～g6动作，达到控制IGBT开启和启动产生补偿电流IT的目的，以此形成了一个闭环控制系统。CHa、-CHa和interpolated firing pulses中ON部分的L信号比较后的结果分别控制开启l号和4号IGBT，L信号的输入为提前设定好的滞环宽度，当CHa、-CHa数值比L信号的滞环宽度大时，gi和g4就获得触发信号而开启，产生补偿电流；CHb、-CHb和L信号比较后的结果分别控制开避3号和6号IGBT。由于是三相四开关逆变器，一相已为电容所替代，所以CHa、-CHc和L信号比较后的结果不控制IGBT的开启。OFF信号和interpolated firingpulses中OFF部分的L信号比较，控制的是IGBT的关闭，控制原理与ON信号相同。滞环控制模型如图7所示。
滞环控制中，滞环的宽度是一个关键的参数。滞环宽度决定了器件的开关频率和补偿电流的跟随特性以及最后的滤波效果。滞环宽度越大，器件的开关频率越低，虽然器件的损耗减少，但电流的跟踪特性变差，滤波效果不好；滞环宽度越小，电流的跟踪特性得到提高，滤波效果增强，但器件频繁的开断，会使器件损耗增大。所以选择适当的滞环宽度尤为重要。
设滞环宽度为0.0025，滤波后的电流波形如图8所示。增大滞环宽度为0.025，滤波后的电流波形如图9所示。减小滞环宽度为0.00025，滤波后的电流波形如图10所示。
对比图8和图9可以看出，增大滞环宽度为0.025后，滤波后电流波形的光滑度下降，滤波的效果变差，可知滞环宽度为0.025时，滤波后所含谐波量较滞环宽度0.0025时大；从图8和图10的对比可以看出，减小滞环宽度为0.00025后，滤波的效果与滞环宽度为0.0025时基本相同，可知滤波后谐波含量没有明显变化，但增大滞环宽度会使电流的跟踪特性变差。所以综合此分析可知，选择滞环宽度为0.0025较为适合。
4.新型混合型APF系统的仿真及分析
新型混合型有源滤波器用PSCAD所建模型如图11所示。图中的非线性负载即为谐波源，本文所建模型采用三相桥式全控整流电路作为谐波源，作为电流源型的谐波源。用6-Pulse Bridge（6脉波桥）组件作为核心部分。AO变化器输入触发角，角度取为30°；KB为控制信号，取值为1，即为解锁；直流侧的电阻为4Ω，电感为350mH；变压器为整流变压器，变比设为0.38：1，采用Y-Y接法，容量为0.05MVA。
新型混合型有源滤波器同时采用了APF和PF。PF部分各次PF的电容和电感值如表1所示。
对于电流源型的谐波源需要采用并联型的有源滤波器，对于电压源型的谐波源需要采用串联型的有源滤波器，只有严格按照此原则进行设计，才能达到滤除谐波的目的。由于本文谐波源采用了三相桥式全控整流电路，而此种谐波源为典型的电流源型谐波源，所以APF部分从7次单调谐无源滤波支路并联接入电网。图中的变压器为并联耦合变压器，变比为1.2：1，采用Y-Y接法，容量为0.05MVA；滤波电感设为0.9mH，电阻设为0.003Q，电容设为0.1 pLF，附加电感设为0.1H，IGBT的动作信号g1、g3、g4、g6，来自滞环控制部分。三相四开关逆变器中的一相IGBT被两个电容所代替，电容设为0.1μF。APF部分电源为电压源，内阻为0.005Ω。由于仿真时间步长会产生延迟，这将造成IGBT输出不精确，从而导致补偿效果不佳，经调试后将时间步长取为10μs。系统电源采用三相对称电压源，容量为0.05MVA，频率为50Hz，内阻值为0.001Ω，电压为0.5kV。
系统电源为三相对称电压源，所以取a相进行分析。图12为示波器测量后得到的各电流波形。
比较图12的（b）图和（c）图可得，检测出的谐波与滤波器产生的补偿电流基本一样。从图12的（d）图和（e）图对比可知，此滤波器滤波后的波形与基波波形形状基本相似，虽然还有一些微小的毛刺，但滤波效果还是较为理想的。
总谐波畸变率可以通过下式计算：式中：THD——总谐波畸变率；
Gn——各次谐波分量有效值；
Gi-基波分量有效值。
表2为谐波源触发角度分别取30°、30°、15°、45°时的THD。从滤波前后的THD对比可以看H{，经过本文设计的新型有源滤波器滤波后，THD的数值都大幅减小，滤波后的THD均符合国家规定。
综合分析仿真结果可以得出，本文所建立的新型有源滤波器能有效检测出谐波电流，并能较为理想地对谐波电流进行滤除。5结束语
本文提出了一种新型有源滤波器，此滤波器同时结合了两种滤波方式（PF和APF）。在模型的APF部分采用了三相四开关型逆变器，并选择7次单调谐无源滤波支路作为APF部分的注入支路。结果表明，此滤波器降低了成本和APF部分的容量。基于ip-iq检测法和滞环控制，在PSCAD上建立了此滤波器模型。对此新型的有源滤波器进行了滤除谐波电流的仿真分析，仿真结果验证了该有源滤波器对谐波有较为理想的滤除谐波作用。
关键词：ip一iq检测法；滞环控制；有源滤波；谐波电流
文献标志码：A
文章编号：1674-5124（ 2015） 02-0054-06
引 言
非线性负荷和各种时变电力电子装置在电网中被大规模应用，应用过程中产生了大量的谐波电流，导致正常的电流波形发生畸变，对电网造成严重危害。因此抑制谐波电流，提高整个电力系统的运行环境迫在眉睫。目前，解决这种问题主要有无源滤波器（PF）、有源滤波器（APF）和混合型有源滤波器3种方法。PF采用的是LC无源滤波器，这种滤波器结构简单，成本低，仅由电感和电容组成，在技术方面相当成熟；缺点是体积较大，无法实现谐波和无功电流的动态补偿，补偿特性受限于电网的阻抗，并且可能导致滤波器和电网发生谐振，从而使谐波电流增加。APF遵循“抵消”原理，可以同时实现谐波和无功电流的动态补偿，响应速度快，补偿性能在跟踪电网频率变化时不受其影响，受电网阻抗影响小，从而不容易与电网阻抗产生谐振；其缺点是受限于功率元件的容量，使其在中高压的系统中存在应用困难。因此，混合型有源滤波器逐渐成为了研究的热点。
本文提出了一种新型混合型有源滤波器，对该滤波器模型的拓扑和原理进行了分析，并基于ip-iq检测法和滞环控制，用PSCAD仿真软件建立了该模型。
1.新型APF的拓扑结构和基本原理
I.I 新型APF的拓扑结构设计
新型APF的拓扑结构设计如图l所示。
模型的PF部分由Ls和C5构成的5次PF，L7和C7构成的7次PF以及L11和C11构成的II次PF组成。APF部分采用并联型结构，由7次单调谐无源滤波支路接入电网。谐波电流由PF部分和APF部分共同进行抑制。APF部分的逆变器采用三相四开关逆变器，这种逆变器将原三相六开关的一相桥臂改变为电容桥臂，使得绝缘栅双极型晶体管（IGBT）和二极管的需求数量减少，从而减少相对应的控制执行电路和功率散热单元，令整体制造和运行成本大幅降低，而且这种三相四开关逆变器还能作为传统三相六开关逆变器的容错拓扑。此模型选择7次单调谐无源滤波支路作为APF部分的注入支路，即令APF部分与PF部分的7次PF串联，起到分压的效果，使APF部分所承受的基波电压降低，减少了逆变器的容量。附加电感L与耦合变压器的二次侧并联，起到防止电压突变，减少APF部分所受冲击，使得补偿装置能可靠稳定地运行。Lo为滤波电感，APF部分的输出经过此电感后，与附加电感L并接在耦合变压器的二次侧，使APF部分的基波阻抗得到了大幅的降低。
1.2 新型APF的基本原理分析
对新型APF的拓扑结构进行简化后，得到新型APF谐波域单相电气模型，如图2所示。
图中将逆变器看成电压源uF，设耦合变压器的变比为k：l，ZLD为耦合变压器阻抗，Z1为附加电感的阻抗，Z7h为7次PF阻抗，Zph为5次和II次PF阻抗并联后的等效阻抗，Zsh为电网阻抗，将非线性负载看成谐波电流源ILh，图中的Ish、Iph、I7、I10、I1分别为对应支路的电流。
根据基尔霍夫的KVL和KCL定理，可得下式：
由式（3）可知，在其余量都保持不变的情况下，通过控制逆变器电压UF的大小，可以有效减少电网中谐波电流的含量。
1.3 注入支路分析
本文所提出的新型有源滤波器的APF部分，选择7次单调谐PF支路接入电网。APF部分分别选择5次、7次、11次单调谐PF支路接入电网，对3种单调谐PF支路滤波效果进行仿真对比，以此来说明原因。图3～图5分别为选择5次、7次、11次单调谐PF支路接入电网并滤波后的电流波形。
由图3～图5的对比可以得出，当APF部分选择7次单调谐PF支路接入电网时，得到的电流波形基本接近正弦波，谐波的滤除抑制效果优于5次和11次，为了能使设计的有源滤波器达到较好的滤波效果，APF部分选择7次单调谐PF支路接入电网。
2 ip-iq谐波电流检测法
ip-iq检测法原理如图6所示。Ia、Ib、Ic分别为三相电路各相的瞬时电流；va为a相的瞬时电压；PLL为锁相环，信号发生器为正、余弦信号发生电路。在ip一iq检测法中设置锁相环PLL和正、余弦发生电路的原因是实现对输入信号频率和相位的自动跟踪，获取与a相电压相同相位的正弦信号sin（wt）和余弦信号一cos（wt），从而得到Cah矩阵。Ia、lB为Ia、Ib，Ic经过C32矩阵变换所得。C32和Cah基于a-B变换和功率守恒定理推导得出。
LPF为低通滤波器，lp、Iq经过LPF滤波后，生成直流分量Ip、IQ，再经过计算：
其中C23、Cb分别为C32、Cab的逆矩阵。
Iaf、Ibf、Icf为基波电流，用三相电路各相的瞬时电流Ia、Ib、Ic分别减去三相基波电流，就得到了谐波电流Iah、Ibh、Ich，即：
3.滞环控制
本文采用PSCAD中的interpolated firing pulses（插值点的触发脉冲）组件做为滞环控制核心部分。这一组件返回一个二元数组，第1个元素信号表示门极控制信号，0为关断，1为导通。第2个元素为插值时刻。组件的输出由H和L的比较得出。H来自于ON和OFF信号，即开启和关断信号，L为触发角定值，将H和L进行比较，当时间步长前进到t与t+Δt（Δt为仿真时的时间步长）之间有器件动作，即触发角定值位于这两点之间时，就运用插值算法进行计算，并输出触发信号。 电流IT为主电路产生的补偿电路，谐波电流Iah、Ibh、Ich与IT的各相电流ITa、ITb、ITc相减后得到差值分别为CHa、CHb、CHc，用这些差值来控制Inlerpo-alated Firing Pulses的ON和OFF信号，从而来控制APF系统模型中9i～g6动作，达到控制IGBT开启和启动产生补偿电流IT的目的，以此形成了一个闭环控制系统。CHa、-CHa和interpolated firing pulses中ON部分的L信号比较后的结果分别控制开启l号和4号IGBT，L信号的输入为提前设定好的滞环宽度，当CHa、-CHa数值比L信号的滞环宽度大时，gi和g4就获得触发信号而开启，产生补偿电流；CHb、-CHb和L信号比较后的结果分别控制开避3号和6号IGBT。由于是三相四开关逆变器，一相已为电容所替代，所以CHa、-CHc和L信号比较后的结果不控制IGBT的开启。OFF信号和interpolated firingpulses中OFF部分的L信号比较，控制的是IGBT的关闭，控制原理与ON信号相同。滞环控制模型如图7所示。
滞环控制中，滞环的宽度是一个关键的参数。滞环宽度决定了器件的开关频率和补偿电流的跟随特性以及最后的滤波效果。滞环宽度越大，器件的开关频率越低，虽然器件的损耗减少，但电流的跟踪特性变差，滤波效果不好；滞环宽度越小，电流的跟踪特性得到提高，滤波效果增强，但器件频繁的开断，会使器件损耗增大。所以选择适当的滞环宽度尤为重要。
设滞环宽度为0.0025，滤波后的电流波形如图8所示。增大滞环宽度为0.025，滤波后的电流波形如图9所示。减小滞环宽度为0.00025，滤波后的电流波形如图10所示。
对比图8和图9可以看出，增大滞环宽度为0.025后，滤波后电流波形的光滑度下降，滤波的效果变差，可知滞环宽度为0.025时，滤波后所含谐波量较滞环宽度0.0025时大；从图8和图10的对比可以看出，减小滞环宽度为0.00025后，滤波的效果与滞环宽度为0.0025时基本相同，可知滤波后谐波含量没有明显变化，但增大滞环宽度会使电流的跟踪特性变差。所以综合此分析可知，选择滞环宽度为0.0025较为适合。
4.新型混合型APF系统的仿真及分析
新型混合型有源滤波器用PSCAD所建模型如图11所示。图中的非线性负载即为谐波源，本文所建模型采用三相桥式全控整流电路作为谐波源，作为电流源型的谐波源。用6-Pulse Bridge（6脉波桥）组件作为核心部分。AO变化器输入触发角，角度取为30°；KB为控制信号，取值为1，即为解锁；直流侧的电阻为4Ω，电感为350mH；变压器为整流变压器，变比设为0.38：1，采用Y-Y接法，容量为0.05MVA。
新型混合型有源滤波器同时采用了APF和PF。PF部分各次PF的电容和电感值如表1所示。
对于电流源型的谐波源需要采用并联型的有源滤波器，对于电压源型的谐波源需要采用串联型的有源滤波器，只有严格按照此原则进行设计，才能达到滤除谐波的目的。由于本文谐波源采用了三相桥式全控整流电路，而此种谐波源为典型的电流源型谐波源，所以APF部分从7次单调谐无源滤波支路并联接入电网。图中的变压器为并联耦合变压器，变比为1.2：1，采用Y-Y接法，容量为0.05MVA；滤波电感设为0.9mH，电阻设为0.003Q，电容设为0.1 pLF，附加电感设为0.1H，IGBT的动作信号g1、g3、g4、g6，来自滞环控制部分。三相四开关逆变器中的一相IGBT被两个电容所代替，电容设为0.1μF。APF部分电源为电压源，内阻为0.005Ω。由于仿真时间步长会产生延迟，这将造成IGBT输出不精确，从而导致补偿效果不佳，经调试后将时间步长取为10μs。系统电源采用三相对称电压源，容量为0.05MVA，频率为50Hz，内阻值为0.001Ω，电压为0.5kV。
系统电源为三相对称电压源，所以取a相进行分析。图12为示波器测量后得到的各电流波形。
比较图12的（b）图和（c）图可得，检测出的谐波与滤波器产生的补偿电流基本一样。从图12的（d）图和（e）图对比可知，此滤波器滤波后的波形与基波波形形状基本相似，虽然还有一些微小的毛刺，但滤波效果还是较为理想的。
总谐波畸变率可以通过下式计算：式中：THD——总谐波畸变率；
Gn——各次谐波分量有效值；
Gi-基波分量有效值。
表2为谐波源触发角度分别取30°、30°、15°、45°时的THD。从滤波前后的THD对比可以看H{，经过本文设计的新型有源滤波器滤波后，THD的数值都大幅减小，滤波后的THD均符合国家规定。
综合分析仿真结果可以得出，本文所建立的新型有源滤波器能有效检测出谐波电流，并能较为理想地对谐波电流进行滤除。5结束语
本文提出了一种新型有源滤波器，此滤波器同时结合了两种滤波方式（PF和APF）。在模型的APF部分采用了三相四开关型逆变器，并选择7次单调谐无源滤波支路作为APF部分的注入支路。结果表明，此滤波器降低了成本和APF部分的容量。基于ip-iq检测法和滞环控制，在PSCAD上建立了此滤波器模型。对此新型的有源滤波器进行了滤除谐波电流的仿真分析，仿真结果验证了该有源滤波器对谐波有较为理想的滤除谐波作用。