论文部分内容阅读
摘要：本文提出了一种新型的电感箝位型移相全桥软开关拓扑。该电路利用二极管和电感的第二绕组，将电感电压箝位，以此为输出二极管在反向恢复时提供了一个能量释放的通道，避免了输出二极管关断时产生的尖峰和振荡，减少了二极管损耗，提高了电路的性能和可靠性。所提出的拓扑适合通信电源和工业电源等较大功率的DC/DC开关电源。实验结果验证了其有效性。
关键词：移相全桥电路、电感钳位、反向恢复
中图分类号：
1 引 言
定稿日期：2014-05-20
作者简介：张华建（1970-），男，浙江杭州人，硕士，英飞特电子副总裁，开关电源技术。
传统的移相全桥电路是一种十分优秀的DC-DC变换器，如图1所示，利用辅助电感（或变压器漏感）能量来实现开关管的零电压开关，减小了开关管的开关损耗。它具有电路和控制简单、开关管容易实现软开关、电路效率高、EMI小等优点，被誉为最佳的DC-DC变换器之一。为扩大软开关范围，通常需要外加辅助电感以提高电感储能，由此在副边二极管反向恢复过程中，二极管会产生较大的电压尖峰和振荡，增大了二极管开关损耗，使电路的EMI变差。如果提高二极管耐压， 二极管的反向恢复时间更长，会使电路的性能更差。
为克服上述问题众多学者也提出了一些解决办法，如采用软恢复的输出二极管、采用RC吸收等等[1-6]。Richard Redl等在变压器和电感之间增加两个箝位二极管，使输出二极管在反向恢复期间电感中的多余能量释放到输入电源中，使输出二极管的尖峰电压箝位[7]。In-Dong Kim等采用四个箝位二极管和一个箝位绕组，使原边的变压器电压被箝位在一定比例的输入电压，其比例关系可以通过箝位绕组的匝数来调节[8]。
2 原理与设计
为了解决上述问题，本文提出一种新型谐振电感箝位的移相全桥电路，如图2所示，它采用谐振电感的箝位绕组来实现谐振电感的电压箝位，在保留原有软开关特性的同时，解决了反向二极管恢复带来的问题。下面简要分析下電路的工作模式。
模式1：t0时刻，能量反馈结束（图3）
超前桥臂中Q1导通，滞后桥臂中Q4导通，其体二极管靠谐振电感的能量续流，电感能量回馈给输入电源，原边电流线性下降；输出二极管DR1，DR2续流，变压器被短路，输出电流线性下降。一般输出纹波较小，为分析简单起见，可以认为输出电感电流为恒定Io。t0时刻，原边电流下降到零，因此称作能量反馈结束时刻。
模式2：t0-t1，电流线性上升阶段（图4）
t0时刻原边电流过零后反向，电流从电源通过Q1、谐振电感、变压器到Q4后回到输入电源负端。电感电压为输入电压，原边电流线性上升。副边二极管DR1，DR2继续导通，变压器被短路。t1时刻I达到Io/n。n为变压器的匝比。由于谐振电感绕组与箝位绕组匝比k≥1，因此D6不会导通。
模式3：t1-t2，输出二极管反向恢复阶段
由于输出二极管存在反向恢复特性，DR2不能马上关断，因此变压器继续被短 图4 模式2
Fig.4 Mode 2
路，电感电压为输入电压，原边谐振电感和DR1的电流继续线性上升，DR2有一个线性上升的反向电流。反向恢复电流的上升斜率受制于谐振电感量Lr， Lr越大，输出反向电流越小，但导致反向恢复时的二极管较高的尖峰电压，同时Lr的选取也受制于电路的输出特性要求。因此Lr只能在一定的范围内选择。采取了箝位电路后，其参数选取主要受主电路输出特性的要求，比如开关占空比的损失、软开关工作范围等。
二极管反向恢复期间，需要关断的输出二极管还短暂导通，这样两个输出二极管均继续导通，因此模式3的等效电路与模式2的等效电路一样。此时箝位电路不起作用，只使谐振电感存储更多的能量，在二极管反向恢复结束后，副边二极管只有一个导通，工作状态发生变化，此时，谐振电感多余的电流（能量）只能通过寄生的电容和箝位电路释放掉，并且首先是与寄生参数谐振，条件满足时箝位绕组才真正起作用，随后的过程在模式4和5有详细叙述。
模式4：t2-t3，谐振阶段（图5）
由于寄生电容的存在，原边电流需要向变压器的寄生电容充电，副边电流向DR2的反向结电容和RC吸收电路充电，因此谐振电感与等效的电容寄生参数Cs谐振。
模式5：t3-t4 箝位阶段（图6）
t3时刻箝位二极管D5导通，此时变压器和寄生电容的电压被箝位在Vin，谐振电感多余的能量通过D5和Q1回路释放。为了加快多余能量的释放，在此增加了电阻Rc。在t4时刻，谐振电感多余能量释放完毕，D5的电流降至零，D5零电流关断（DCM）。为使D5在Q1关断前的电流降至零，可以通过调整比例系数k和电阻值来保证。
模式6：t4-t5，功率输出阶段（图7）
此时电路的过渡过程结束，进入功率输出阶段，变压器两端电压为Vin，向副边提供能量。
模式7：t5-t6，谐振阶段1（图8）
t5时刻，Q1管关断，此时C1充电，C2放电，直至Q2的体二极管D2导通。此时谐振电感承受反压，电感电流减小。由于变压器电流受输出电感箝位，因此寄生电容Cs向变压器放电，寄生电容电压下降。此时C1、C2、Cs和Lr均参与谐振。在t6时刻，Q2的体二极管导通，谐振电感电压V=-Vcs。
模式8：t6-t7，谐振阶段2（图9）
t6时刻Q2的体二极管导通，C1C2退出谐振。此阶段Q2可以零电压开通，Lr Cs继续谐振，Lr的电流继续减小，Cs的电压下降，但还未到零，因此变压器承受正向电压Vcs， DR1继续导通，其电流为Io/n。本阶段到t7时刻，Vcs的电压降至零为止。
模式9：t7-t8，箝位阶段（图10） t7 時刻，变压器电压为零，输出二极管DR2开始导通，变压器被短路。输出二极管DR2的电流线性上升，DR1的电流线性下降。变压器原边的电流也线性下降，但在t7时刻，变压器电流Ip=Io/n，大于谐振电感电流，因此箝位二极管D6导通。在t8时刻，变压器原边电流下降到I，此时箝位绕组电流补充谐振电感的电流也降至零。
模式10：t8-t9，环流阶段（图11）
本阶段原边高谐振电感能量继续环流，副边两个二极管继续导通，DR1的电流继续下降，DR2的电流上升。此阶段等到Q4关断结束。
模式11：t9-t10，谐振阶段（图12）
t9时刻Q4关断，此时Lr与C1C2谐振，C1放电，C2充电，直至Q3的体二极管导通为止。
模式12：t10-t11，能量反馈阶段（图13）
谐振电感的能量继续反馈给输入电源，在t11时刻Q3导通。在Q2Q3导通进入了另半个模式周期，其电路分析与前面12个模式雷同，在此不再分析。
4 实 验
根据上述原理搭建了相应的电路，以验证分析的正确性。主电路输入直流电压400-450Vdc，输出电压40-60V，开关频率80kHz，输出功率小于等于5800W，主电路按常规移相全桥设计。主开关管选择两个IXFK27N80并联，输出二极管为DSEI60-06A三管并联，变压器变比为11：2，谐振电感电感量为7.7uH，采用EE42的磁性绕制8匝。
下面为箝位电路的设计：
1） 箝位绕组匝数
由于箝位绕组匝数必须小于电感绕组，因此N2<8，N2越小，输出二极管与稳定的电压的压差越大，因此选取最大的值，即N2=7，此时k=7/8=0.875
2） 吸收二极管
吸收二极管应选择快恢复二极管，并且在电压和电流上均要留足余量，在此选择1000V、15A的二极管。
3） 吸收电阻
吸收电阻的设计理论比较困难，主要的设计原则为：保证轻载和空载情况下二极管为DCM；保证高温下电阻的损耗满足降额。
实际电阻为4.25欧姆，为16个68欧姆/3W电阻并联。
图14显示钳位电阻上的电压波形，因为电压探头的比例是50：1，所以实际电压峰值达到2.25*50=112V。
图15显示了电路各点的波形。通道1是主变压器原边电压波形，通道2是箝位二极管下管V6两端的电压波形，通道3是箝位电阻电流波形，通道4是谐振电感电压波形。图中的波形也印证了前面所分析的所有模态。实验中输出二极管关断时产生的电压尖峰和振荡因为钳位电感的存在而被抑制，减少了二极管损耗，提高了电路的性能和可靠性，从而说明了谐振电感箝位的移相全桥电路的优越性。
5 结 论
本文在DC-DC传统移相全桥拓扑的基础上，采用谐振电感的箝位绕组来实现谐振电感的电压箝位，有效抑制了输出二极管反向恢复带来的电压尖峰，保留了软开关特性，被证明也是一种优越的DC-DC变换器。
参考文献
[1] 阮新波，严仰光.脉宽调制DC/DC 全桥变换器的软开关技术[M].北京：科学出版社，2003.
RUAN Xinbo， YAN Yangguang. The Soft Switching Technology of Pulse width Modulation DC/DC Full Bridge Converter[M]. Beijing： Science Press， 2003.
[2] 阮新波，严仰光. 移相控制全桥变换器的分析[J]. 南京航空航天大学学报， 1998， 30（3）： 353-357.
RUAN Xinbo， YAN Yangguang. Analysis of the phase shift full bridge converter[J]. Journal of Nanjing University of Aeronautics and Astronautics， 1998， 30（3）： 353-357.
[3] 周林泉， 阮新波. 二次侧加钳位开关管的 ZCSPWM Boost 型 DC/DC 全桥变换器[J]. 电工技术学报， 2006， 21（10）： 81-85.
ZHUO Linquan， RUAN Xinbo. A ZCS PWM Boost Full-Bridge DC/DC Converter With Secondary Clamping Switches[J]. Transactions of China Electrotechnical Society， 2006， 21（10）： 81-85.
[4] 刘少纯， 王志强. ZVZCS 移相全桥 PWM 变换器的分析与仿真研究[J]. Telecom Power Technologies， 2006， 23（5）.
LIU Shaochun， WANG Zhiqiang. Analysis and Simulation of the ZVZCS Phase Shifted Full Bridge PWM Converter[J]. Telecom Power Technologies， 2006， 23（5）.
[5] 沈燕群， 姚刚， 何湘宁. 带隔直电容的移相全桥 DC/DC 变换器特性分析[J]. 电力电子技术， 2005， 39（3）： 11-13.
SHEN Yanqun， YAO Gang， HE Xiangning. Analysis of Phase-shift full-bridge DC/DC Converter with Blocking Capacitor[J]. Power Electronics， 2005， 39（3）： 11-13.
[6] 袁进行， 马瑞卿， 樊平. 带辅助谐振的移相全桥 ZVS DC/DC 变换器研究[J]. 电力电子技术， 2008， 42（5）： 23-25.
YUAN Jinxing， MA Ruiqing， FAN Ping. Research on Phase-shifted Full-bridge ZVS DC/DC Converter with Auxiliary Branch[J]. Power Electronics， 2008， 42（5）： 23-25.
[7] Redl R， Sokal N O， Balogh L. A novel soft-switching full-bridge DC/DC converter： Analysis， design considerations， and experimental results at 1.5 kW， 100 kHz[J]. IEEE transactions on power electronics， 1991， 6（3）： 408-418.
[8] Kim I D， Nho E C， Cho G H. A soft switching constant frequency PWM DC/DC converter with low switch stress and wide linearity[C]//Industrial Electronics Society， 1990. IECON'90.， 16th Annual Conference of IEEE. IEEE， 1990： 875-881.
关键词：移相全桥电路、电感钳位、反向恢复
中图分类号：
1 引 言
定稿日期：2014-05-20
作者简介：张华建（1970-），男，浙江杭州人，硕士，英飞特电子副总裁，开关电源技术。
传统的移相全桥电路是一种十分优秀的DC-DC变换器，如图1所示，利用辅助电感（或变压器漏感）能量来实现开关管的零电压开关，减小了开关管的开关损耗。它具有电路和控制简单、开关管容易实现软开关、电路效率高、EMI小等优点，被誉为最佳的DC-DC变换器之一。为扩大软开关范围，通常需要外加辅助电感以提高电感储能，由此在副边二极管反向恢复过程中，二极管会产生较大的电压尖峰和振荡，增大了二极管开关损耗，使电路的EMI变差。如果提高二极管耐压， 二极管的反向恢复时间更长，会使电路的性能更差。
为克服上述问题众多学者也提出了一些解决办法，如采用软恢复的输出二极管、采用RC吸收等等[1-6]。Richard Redl等在变压器和电感之间增加两个箝位二极管，使输出二极管在反向恢复期间电感中的多余能量释放到输入电源中，使输出二极管的尖峰电压箝位[7]。In-Dong Kim等采用四个箝位二极管和一个箝位绕组，使原边的变压器电压被箝位在一定比例的输入电压，其比例关系可以通过箝位绕组的匝数来调节[8]。
2 原理与设计
为了解决上述问题，本文提出一种新型谐振电感箝位的移相全桥电路，如图2所示，它采用谐振电感的箝位绕组来实现谐振电感的电压箝位，在保留原有软开关特性的同时，解决了反向二极管恢复带来的问题。下面简要分析下電路的工作模式。
模式1：t0时刻，能量反馈结束（图3）
超前桥臂中Q1导通，滞后桥臂中Q4导通，其体二极管靠谐振电感的能量续流，电感能量回馈给输入电源，原边电流线性下降；输出二极管DR1，DR2续流，变压器被短路，输出电流线性下降。一般输出纹波较小，为分析简单起见，可以认为输出电感电流为恒定Io。t0时刻，原边电流下降到零，因此称作能量反馈结束时刻。
模式2：t0-t1，电流线性上升阶段（图4）
t0时刻原边电流过零后反向，电流从电源通过Q1、谐振电感、变压器到Q4后回到输入电源负端。电感电压为输入电压，原边电流线性上升。副边二极管DR1，DR2继续导通，变压器被短路。t1时刻I达到Io/n。n为变压器的匝比。由于谐振电感绕组与箝位绕组匝比k≥1，因此D6不会导通。
模式3：t1-t2，输出二极管反向恢复阶段
由于输出二极管存在反向恢复特性，DR2不能马上关断，因此变压器继续被短 图4 模式2
Fig.4 Mode 2
路，电感电压为输入电压，原边谐振电感和DR1的电流继续线性上升，DR2有一个线性上升的反向电流。反向恢复电流的上升斜率受制于谐振电感量Lr， Lr越大，输出反向电流越小，但导致反向恢复时的二极管较高的尖峰电压，同时Lr的选取也受制于电路的输出特性要求。因此Lr只能在一定的范围内选择。采取了箝位电路后，其参数选取主要受主电路输出特性的要求，比如开关占空比的损失、软开关工作范围等。
二极管反向恢复期间，需要关断的输出二极管还短暂导通，这样两个输出二极管均继续导通，因此模式3的等效电路与模式2的等效电路一样。此时箝位电路不起作用，只使谐振电感存储更多的能量，在二极管反向恢复结束后，副边二极管只有一个导通，工作状态发生变化，此时，谐振电感多余的电流（能量）只能通过寄生的电容和箝位电路释放掉，并且首先是与寄生参数谐振，条件满足时箝位绕组才真正起作用，随后的过程在模式4和5有详细叙述。
模式4：t2-t3，谐振阶段（图5）
由于寄生电容的存在，原边电流需要向变压器的寄生电容充电，副边电流向DR2的反向结电容和RC吸收电路充电，因此谐振电感与等效的电容寄生参数Cs谐振。
模式5：t3-t4 箝位阶段（图6）
t3时刻箝位二极管D5导通，此时变压器和寄生电容的电压被箝位在Vin，谐振电感多余的能量通过D5和Q1回路释放。为了加快多余能量的释放，在此增加了电阻Rc。在t4时刻，谐振电感多余能量释放完毕，D5的电流降至零，D5零电流关断（DCM）。为使D5在Q1关断前的电流降至零，可以通过调整比例系数k和电阻值来保证。
模式6：t4-t5，功率输出阶段（图7）
此时电路的过渡过程结束，进入功率输出阶段，变压器两端电压为Vin，向副边提供能量。
模式7：t5-t6，谐振阶段1（图8）
t5时刻，Q1管关断，此时C1充电，C2放电，直至Q2的体二极管D2导通。此时谐振电感承受反压，电感电流减小。由于变压器电流受输出电感箝位，因此寄生电容Cs向变压器放电，寄生电容电压下降。此时C1、C2、Cs和Lr均参与谐振。在t6时刻，Q2的体二极管导通，谐振电感电压V=-Vcs。
模式8：t6-t7，谐振阶段2（图9）
t6时刻Q2的体二极管导通，C1C2退出谐振。此阶段Q2可以零电压开通，Lr Cs继续谐振，Lr的电流继续减小，Cs的电压下降，但还未到零，因此变压器承受正向电压Vcs， DR1继续导通，其电流为Io/n。本阶段到t7时刻，Vcs的电压降至零为止。
模式9：t7-t8，箝位阶段（图10） t7 時刻，变压器电压为零，输出二极管DR2开始导通，变压器被短路。输出二极管DR2的电流线性上升，DR1的电流线性下降。变压器原边的电流也线性下降，但在t7时刻，变压器电流Ip=Io/n，大于谐振电感电流，因此箝位二极管D6导通。在t8时刻，变压器原边电流下降到I，此时箝位绕组电流补充谐振电感的电流也降至零。
模式10：t8-t9，环流阶段（图11）
本阶段原边高谐振电感能量继续环流，副边两个二极管继续导通，DR1的电流继续下降，DR2的电流上升。此阶段等到Q4关断结束。
模式11：t9-t10，谐振阶段（图12）
t9时刻Q4关断，此时Lr与C1C2谐振，C1放电，C2充电，直至Q3的体二极管导通为止。
模式12：t10-t11，能量反馈阶段（图13）
谐振电感的能量继续反馈给输入电源，在t11时刻Q3导通。在Q2Q3导通进入了另半个模式周期，其电路分析与前面12个模式雷同，在此不再分析。
4 实 验
根据上述原理搭建了相应的电路，以验证分析的正确性。主电路输入直流电压400-450Vdc，输出电压40-60V，开关频率80kHz，输出功率小于等于5800W，主电路按常规移相全桥设计。主开关管选择两个IXFK27N80并联，输出二极管为DSEI60-06A三管并联，变压器变比为11：2，谐振电感电感量为7.7uH，采用EE42的磁性绕制8匝。
下面为箝位电路的设计：
1） 箝位绕组匝数
由于箝位绕组匝数必须小于电感绕组，因此N2<8，N2越小，输出二极管与稳定的电压的压差越大，因此选取最大的值，即N2=7，此时k=7/8=0.875
2） 吸收二极管
吸收二极管应选择快恢复二极管，并且在电压和电流上均要留足余量，在此选择1000V、15A的二极管。
3） 吸收电阻
吸收电阻的设计理论比较困难，主要的设计原则为：保证轻载和空载情况下二极管为DCM；保证高温下电阻的损耗满足降额。
实际电阻为4.25欧姆，为16个68欧姆/3W电阻并联。
图14显示钳位电阻上的电压波形，因为电压探头的比例是50：1，所以实际电压峰值达到2.25*50=112V。
图15显示了电路各点的波形。通道1是主变压器原边电压波形，通道2是箝位二极管下管V6两端的电压波形，通道3是箝位电阻电流波形，通道4是谐振电感电压波形。图中的波形也印证了前面所分析的所有模态。实验中输出二极管关断时产生的电压尖峰和振荡因为钳位电感的存在而被抑制，减少了二极管损耗，提高了电路的性能和可靠性，从而说明了谐振电感箝位的移相全桥电路的优越性。
5 结 论
本文在DC-DC传统移相全桥拓扑的基础上，采用谐振电感的箝位绕组来实现谐振电感的电压箝位，有效抑制了输出二极管反向恢复带来的电压尖峰，保留了软开关特性，被证明也是一种优越的DC-DC变换器。
参考文献
[1] 阮新波，严仰光.脉宽调制DC/DC 全桥变换器的软开关技术[M].北京：科学出版社，2003.
RUAN Xinbo， YAN Yangguang. The Soft Switching Technology of Pulse width Modulation DC/DC Full Bridge Converter[M]. Beijing： Science Press， 2003.
[2] 阮新波，严仰光. 移相控制全桥变换器的分析[J]. 南京航空航天大学学报， 1998， 30（3）： 353-357.
RUAN Xinbo， YAN Yangguang. Analysis of the phase shift full bridge converter[J]. Journal of Nanjing University of Aeronautics and Astronautics， 1998， 30（3）： 353-357.
[3] 周林泉， 阮新波. 二次侧加钳位开关管的 ZCSPWM Boost 型 DC/DC 全桥变换器[J]. 电工技术学报， 2006， 21（10）： 81-85.
ZHUO Linquan， RUAN Xinbo. A ZCS PWM Boost Full-Bridge DC/DC Converter With Secondary Clamping Switches[J]. Transactions of China Electrotechnical Society， 2006， 21（10）： 81-85.
[4] 刘少纯， 王志强. ZVZCS 移相全桥 PWM 变换器的分析与仿真研究[J]. Telecom Power Technologies， 2006， 23（5）.
LIU Shaochun， WANG Zhiqiang. Analysis and Simulation of the ZVZCS Phase Shifted Full Bridge PWM Converter[J]. Telecom Power Technologies， 2006， 23（5）.
[5] 沈燕群， 姚刚， 何湘宁. 带隔直电容的移相全桥 DC/DC 变换器特性分析[J]. 电力电子技术， 2005， 39（3）： 11-13.
SHEN Yanqun， YAO Gang， HE Xiangning. Analysis of Phase-shift full-bridge DC/DC Converter with Blocking Capacitor[J]. Power Electronics， 2005， 39（3）： 11-13.
[6] 袁进行， 马瑞卿， 樊平. 带辅助谐振的移相全桥 ZVS DC/DC 变换器研究[J]. 电力电子技术， 2008， 42（5）： 23-25.
YUAN Jinxing， MA Ruiqing， FAN Ping. Research on Phase-shifted Full-bridge ZVS DC/DC Converter with Auxiliary Branch[J]. Power Electronics， 2008， 42（5）： 23-25.
[7] Redl R， Sokal N O， Balogh L. A novel soft-switching full-bridge DC/DC converter： Analysis， design considerations， and experimental results at 1.5 kW， 100 kHz[J]. IEEE transactions on power electronics， 1991， 6（3）： 408-418.
[8] Kim I D， Nho E C， Cho G H. A soft switching constant frequency PWM DC/DC converter with low switch stress and wide linearity[C]//Industrial Electronics Society， 1990. IECON'90.， 16th Annual Conference of IEEE. IEEE， 1990： 875-881.