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摘要：本文介绍了一种“零电压开关（ZVS）降压”的新型降压稳压器拓扑，说明了其给系统带来的优势和其在Picor Cool-Power ZVS降压稳压器系列产品中的集成。
关键词：降压稳压器；功率密度；零电压；开关损耗
DOI: 10.3969/j.issn.1005-5517.2012.11.011
概述
在当今电子系统应用中，需要更高的功率密度、效率、功率输出的能力以及宽输入及转换比，但是在高输入电压或更高频率的宽工作范围时，传统的硬开关会带来相当大的损耗。对于硬开关拓扑而言，它面临着3个重大挑战：
1. 硬开关：在高电平端主开关上有高电压时，同时流过大电流将产生与频率和电压相关的开关损耗，它是宽动态范围下工作的直接障碍。具有更好的开关速度优点的下一代MOSFET技术应可允许更快的开关。更快的开关切换也具有自身的问题：硬开关(即使是更快的开关)通常带来开关节点上的尖峰和振铃，而且还必须克服电磁干扰(EMI)和栅极驱动损毁。当输入电压和输入频率较高时，这些问题也更加严重，因此，在需要更高电压或更高频率的宽工作范围时，高速开关不具备什么吸引力。
2. 体二极管的导通：同步体二极管的导通不仅不利于高效率，而且限制可能达到的开关频率。在高电平端开关开启之前且同步MOSFET关闭之后，这些同步体二极管通常具有一定的导通时间。
3. 栅极驱动损耗：在高频率开关MOSFET时将带来更高的栅极驱动损耗。
本文介绍一种“零电压开关(ZVS)降压”的新型降压稳压器拓扑，并说明如何把这些拓扑集成在Picor Cool-Power ZVS降压稳压器系列产品内。新型零电压开关(ZVS)降压稳压器的仿真模型，说明这种新型的零电压开关拓扑是如何通过减少上述3个挑战带来的影响，来实现更高的功率密度、效率、功率输出的能力以及宽输入及转换比。在介绍工作原理的同时，还将介绍零电压开关(ZVS)降压拓扑带来的诸多益处。
传统仿真模型
图1给出了典型的传统降压稳压器拓扑图以及相关的寄生电感，包括MOSFET和/或印制电路板走线本身的寄生电感。为了图示说明本拓扑在较高频率应用时的限制因素，我们利用同类最佳MOSFET(以及制造商的SPICE模型)建立一个仿真模型。
假定这个转换器设计将36V输入电压降低至12V，满载电流是 8A。此仿真模型工作在650kHz时采用1个2mH电感，工作在1.3MHz时采用1个1mH电感。MOSFET导通电阻是10 mΩ。对于4个寄生电感，源端寄生电感Lshs设定为 300 pH；其他电感值设定为100 pH。这样做是基于与电源系统级封装(PSiP)电源设计概念相关的封装及布局技术。高电平端栅极驱动器使用4Ω源电阻来实现最小振铃，并使用1Ω灌电阻来加快关闭速度；对于低电平端驱动器，在两种情况下均使用1Ω源电阻和灌电阻。
图2给出高端MOSFET Q1中瞬时功耗的仿真结果，同时还给出对应的VS节点电压波形(红色)以及Q1电流波形 (绿色)、Q2 (黄色)和输出电感Lout (蓝色)的电流波形。
仿真结果表明， MOSFET在启动时损耗很大，在整个损耗中，Q1启动损耗最大。
零电压开关(ZVS)拓扑
图3给出零电压开关(ZVS)降压拓扑示意图。如图3所示，同传统降压转换器相比，只是增加了一个与输出电感并联的钳位开关。增加钳位开关的目的是利用输出电感中存储的能量实现零电压开关。
零电压开关(ZVS)降压拓扑包括3个主要状态，它们是Q1导通阶段、 Q2导通阶段以及钳位阶段。为了理解零电压开关(ZVS)如何工作，需假设Q1在谐振转换后几乎是零电压开通。当漏-源极电压接近为零时，Q1以零电流开通。MOSFET和输出电感上的电流上升到峰值电流，这取决于Q1的导通时间、电感压降以及电感值。在Q1导通阶段，能量存储在输出电感中，并向输出电容充电。图4 中的黄色阴影区域给出Q1导通阶段的等效电路和电流流向。在Q1导通期间，Q1中的功耗由MOSFET导通电阻决定，开关损耗可以忽略不计。
接着Q1快速关断，随后是小于10 ns的体二极管导通时间。这个体二极管的导通时间增加的功耗可以忽略不计。在体二极管电流交接期间，Q1确实产生了关断损耗。这方面跟传统的降压器技术不无两样。再接着Q2导通，存储在输出电感上的的能量被传输至负载和输出电容上。当电感电流为零时，同步MOSFET Q2保持足够长的导通时间以便从输出电容上给输出电感储能。从电感电流变为小许负值就可以看出这一点。图4 中的蓝色区域描写了Q2的导通阶段以及等效电路。
一旦控制器确定电感中存储了足够的能量，则立即关闭同步MOSFET，同时开启钳位开关，将VS节点钳位至Vout。钳位开关将电感与输入输出隔离，同时以几乎无损的方式将存储的能量转换为电流。在钳位阶段时间很短，负载电流由输出电容提供。
当钳位阶段结束时，钳位开关断开。在输出电感中存储的能量与Q1以及Q2输出电容的并联组合发生谐振，使得VS节点向Vin靠近。这个振铃引起Q1输出电容放电，减少Q1的米勒电荷并对Q2输出电容充电。这样，当VS节点几乎等于Vin时，Q1以无损方式开启。图4 中绿色阴影区域给出钳位阶段的运行，包括谐振转换以及等效电路。在这里，需要指出的是，当钳位开关开启时，电流将沿着图4中的粉色环路流动；当钳位开关关闭时，电流将按照图4中的红色箭头所示方向流动。
这个拓扑通过以下几种重要方式，解决了先前模型的局限性：
1. 只要处于钳位阶段，在高端MOSFET开通之前，就不存在需要较高反向恢复电流的体二极管导通；
2. 开通损耗几乎完全消除； 3. 高端MOSFET的栅极驱动不受源端寄生电感Lshs的影响，而且由于开关动作是在零电压(ZVS)的瞬间, 没有电流作用，避免了高端MOSFET开启时的米勒效应。这使得高端栅极驱动器尺寸更小，功耗更低。高端MOSFET的开启不必特别迅速，使得波形更加平滑，而且噪声更低。
比较仿真
图5给出零电压开关(ZVS)降压拓扑的示意图，图中使用了以前的寄生电感值。该仿真使用同样的36V~12V转换器，工作频率为1.3MHz，工作电流为8A，并对高端MOSFET损耗与以前设计的损耗进行了对比。零电压开关(ZVS)降压使用1个 230nH的电感，其MOSFET以及栅极驱动器特性与前面的仿真相同。
图6给出零电压开关(ZVS)降压拓扑在1.3MHz运行的仿真结果以及相应的高端MOSFET(Q1)瞬时功率曲线。在高端MOSFET Q1中的平均功耗(包括开关损耗以及导通损耗)为1.33W，甚至比在650kHz开关频率和采用更大电感的传统转换器的功耗还低。通过对两个设计仿真在1.3MHz开关频率的运行结果进行对比，可以发现高端 MOSFET节省的功耗非常多，达到1.37W。从图6中的功率曲线可以看出，启动损耗近乎为零，Q1导通时中没有很大的电流尖峰。在Q1导通之前没有体二极管导通，也没有反向恢复效应，包括Q2体二极管中的反向恢复损耗。
图6中还给出零电压开关(ZVS)动作的谐振转换，两个MOSFET (Q1及Q2)输出电容的并联组合与Lout组成振荡器。从图中还可以看出，Q1的导通并没有恰好发生在零电压时刻。一般通过开关带一定残余电压的Q1来减少钳位阶段线路所需的一定的存储电荷的方法来获得最佳的整体效率。这是使钳位阶段损耗最小和将Q1在精确的零电压处开关以节能之间的权衡。栅极驱动的开通损耗还得益于米勒电荷的消除，这是零电压开关(ZVS)动作带来的结果。驱动器不必对Q1的G-D电容进行放电，因此高端驱动器中的损耗将下降。此外，高端驱动器也不必应对导通期间源端寄生电感(Lshs)的影响，因为导通期间驱动器释放较少的电荷，而且也没有大电流在Lshs存储能量。
图7给出零电压开关(ZVS)降压拓扑与当前硬开关解决方案竞争产品之间的性能差异，该拓扑采取24 Vin-2.5 Vout (9.6:1) 10A 设计。二者的满载效率差异接近6.5%(其轻负载效率差异也非常明显)，从图中可以看出，在9A测量点的功率损耗改进超过52%。
其他益处
通过将零电压开关(ZVS)降压拓扑与Picor高性能硅控制器体系结构进行集成，制成PI33XX系列宽输入范围DC-DC稳压器。这个DC-DC解决方案包含在1个 10 mm×14 mm SiP(系统级封装)，其中包括组成完整电源所需的所有电路，除了额外的输出电感和几个陶瓷电容器外。高开关频率允许电感非常小，整个解决方案的尺寸(25 mm×21.5 mm)也比竞争的集成解决方案小，而且输出功率高达120W，峰值效率达到98%。PI33XX转换器最短导通时间为20ns，可以将36V输入电压转换为1V输出电压，输出电流高达10A，效率超过86%，而且在不久将来会有更大输出电流的器件。
先进硅技术与零电压开关(ZVS)降压拓扑的结合，除了宽输入范围和高效率，还带来了额外益处。由于零电压开关(ZVS)拓扑具有固有的稳定性，其控制至输出传递函数增益为-1，相移为90°，并借助高开关频率使极宽带宽反馈环路成为可能。PI33XX无需任何外部补偿元件(尽管也可以加一些)。闭环穿越频率通常是100 kHz，相位裕度为55°，增益裕量是 20dB。高闭环增益与小型输出电感，使得在较宽频率范围的闭环输出阻抗较低。这将导致极快的瞬态响应，恢复时间范围是20~30ms，而且只需使用适中的输出电容。
元件采用非常精确的输入前馈方法，允许误差放大器输出电压对输出负载需求做出精确的响应。让元件可用极其简单的方法把多个SiP并联起来，提高输出功率，并且实施均流。只需单线并联每个PI33XX的误差放大器，即可精确地共享负载。如果用户希望各单元彼此追踪并实现整体同步，还可以进行其他连接。 通过交错并联的方法，最多可以实现6个PI33XX相同型号稳压器的同步。PI33XX拥有近乎完美的同步整流驱动器，在高端MOSFET关闭和同步MOSFET导通之间，只有单位数字纳秒的体二极管交接时间。这有助于降低高端MOSFET的关断损耗以及体二极管导通损耗 。除了在重载时效率很高，PI33XX使用极高效的偏置系统和脉冲跳略模式，又实现了出众的轻负载效率。参见图7。
灵活性
采用零电压开关技术的Picor高性能硅控制器体系结构，还可以应用于其他拓扑，如升压拓扑以及降压-升压拓扑，而且只需重新排列开关器，便可达到理想的效果。实际上，这将以高效方式实现功率转换的任意组合，即使输入电压较高也没有问题，不仅降低了开关损耗，也形成了高功率密度电源，而且缩小了解决方案体积。
结语
本文介绍并且论述了迄今为止在高输入电压和高开关频率情况下使用传统降压拓扑面临的艰难挑战。高频和高输入电压使用降压稳压器是为了缩小整个电源系统解决方案的尺寸，从而有可能利用它取代两个转换级，以及能够在高频及宽输入范围工作。可以看出，为了在更高的开关频率工作，必须降低或消除高端MOSFET的启动损耗。
零电压开关(ZVS)降压拓扑是作为实现所需的尺寸缩小而又不影响功率容量的方法。Picor公司推出的新产品——PI33XX降压稳压器，采用Picor高性能硅控制器体系结构，包含一些的必须的特性，以允许8V~36V宽范围的输入电压，和具有高功率密度和效率的不同输出，比如1V，2.5V，3.3V，5V，12V以及15V。最后也说明，同样的高性能硅控制器体系结构还可以用于解决那些通常采用升压或降压-升压拓扑的硬开关应用，而且可以大幅改进功率容量和密度。
关键词：降压稳压器；功率密度；零电压；开关损耗
DOI: 10.3969/j.issn.1005-5517.2012.11.011
概述
在当今电子系统应用中，需要更高的功率密度、效率、功率输出的能力以及宽输入及转换比，但是在高输入电压或更高频率的宽工作范围时，传统的硬开关会带来相当大的损耗。对于硬开关拓扑而言，它面临着3个重大挑战：
1. 硬开关：在高电平端主开关上有高电压时，同时流过大电流将产生与频率和电压相关的开关损耗，它是宽动态范围下工作的直接障碍。具有更好的开关速度优点的下一代MOSFET技术应可允许更快的开关。更快的开关切换也具有自身的问题：硬开关(即使是更快的开关)通常带来开关节点上的尖峰和振铃，而且还必须克服电磁干扰(EMI)和栅极驱动损毁。当输入电压和输入频率较高时，这些问题也更加严重，因此，在需要更高电压或更高频率的宽工作范围时，高速开关不具备什么吸引力。
2. 体二极管的导通：同步体二极管的导通不仅不利于高效率，而且限制可能达到的开关频率。在高电平端开关开启之前且同步MOSFET关闭之后，这些同步体二极管通常具有一定的导通时间。
3. 栅极驱动损耗：在高频率开关MOSFET时将带来更高的栅极驱动损耗。
本文介绍一种“零电压开关(ZVS)降压”的新型降压稳压器拓扑，并说明如何把这些拓扑集成在Picor Cool-Power ZVS降压稳压器系列产品内。新型零电压开关(ZVS)降压稳压器的仿真模型，说明这种新型的零电压开关拓扑是如何通过减少上述3个挑战带来的影响，来实现更高的功率密度、效率、功率输出的能力以及宽输入及转换比。在介绍工作原理的同时，还将介绍零电压开关(ZVS)降压拓扑带来的诸多益处。
传统仿真模型
图1给出了典型的传统降压稳压器拓扑图以及相关的寄生电感，包括MOSFET和/或印制电路板走线本身的寄生电感。为了图示说明本拓扑在较高频率应用时的限制因素，我们利用同类最佳MOSFET(以及制造商的SPICE模型)建立一个仿真模型。
假定这个转换器设计将36V输入电压降低至12V，满载电流是 8A。此仿真模型工作在650kHz时采用1个2mH电感，工作在1.3MHz时采用1个1mH电感。MOSFET导通电阻是10 mΩ。对于4个寄生电感，源端寄生电感Lshs设定为 300 pH；其他电感值设定为100 pH。这样做是基于与电源系统级封装(PSiP)电源设计概念相关的封装及布局技术。高电平端栅极驱动器使用4Ω源电阻来实现最小振铃，并使用1Ω灌电阻来加快关闭速度；对于低电平端驱动器，在两种情况下均使用1Ω源电阻和灌电阻。
图2给出高端MOSFET Q1中瞬时功耗的仿真结果，同时还给出对应的VS节点电压波形(红色)以及Q1电流波形 (绿色)、Q2 (黄色)和输出电感Lout (蓝色)的电流波形。
仿真结果表明， MOSFET在启动时损耗很大，在整个损耗中，Q1启动损耗最大。
零电压开关(ZVS)拓扑
图3给出零电压开关(ZVS)降压拓扑示意图。如图3所示，同传统降压转换器相比，只是增加了一个与输出电感并联的钳位开关。增加钳位开关的目的是利用输出电感中存储的能量实现零电压开关。
零电压开关(ZVS)降压拓扑包括3个主要状态，它们是Q1导通阶段、 Q2导通阶段以及钳位阶段。为了理解零电压开关(ZVS)如何工作，需假设Q1在谐振转换后几乎是零电压开通。当漏-源极电压接近为零时，Q1以零电流开通。MOSFET和输出电感上的电流上升到峰值电流，这取决于Q1的导通时间、电感压降以及电感值。在Q1导通阶段，能量存储在输出电感中，并向输出电容充电。图4 中的黄色阴影区域给出Q1导通阶段的等效电路和电流流向。在Q1导通期间，Q1中的功耗由MOSFET导通电阻决定，开关损耗可以忽略不计。
接着Q1快速关断，随后是小于10 ns的体二极管导通时间。这个体二极管的导通时间增加的功耗可以忽略不计。在体二极管电流交接期间，Q1确实产生了关断损耗。这方面跟传统的降压器技术不无两样。再接着Q2导通，存储在输出电感上的的能量被传输至负载和输出电容上。当电感电流为零时，同步MOSFET Q2保持足够长的导通时间以便从输出电容上给输出电感储能。从电感电流变为小许负值就可以看出这一点。图4 中的蓝色区域描写了Q2的导通阶段以及等效电路。
一旦控制器确定电感中存储了足够的能量，则立即关闭同步MOSFET，同时开启钳位开关，将VS节点钳位至Vout。钳位开关将电感与输入输出隔离，同时以几乎无损的方式将存储的能量转换为电流。在钳位阶段时间很短，负载电流由输出电容提供。
当钳位阶段结束时，钳位开关断开。在输出电感中存储的能量与Q1以及Q2输出电容的并联组合发生谐振，使得VS节点向Vin靠近。这个振铃引起Q1输出电容放电，减少Q1的米勒电荷并对Q2输出电容充电。这样，当VS节点几乎等于Vin时，Q1以无损方式开启。图4 中绿色阴影区域给出钳位阶段的运行，包括谐振转换以及等效电路。在这里，需要指出的是，当钳位开关开启时，电流将沿着图4中的粉色环路流动；当钳位开关关闭时，电流将按照图4中的红色箭头所示方向流动。
这个拓扑通过以下几种重要方式，解决了先前模型的局限性：
1. 只要处于钳位阶段，在高端MOSFET开通之前，就不存在需要较高反向恢复电流的体二极管导通；
2. 开通损耗几乎完全消除； 3. 高端MOSFET的栅极驱动不受源端寄生电感Lshs的影响，而且由于开关动作是在零电压(ZVS)的瞬间, 没有电流作用，避免了高端MOSFET开启时的米勒效应。这使得高端栅极驱动器尺寸更小，功耗更低。高端MOSFET的开启不必特别迅速，使得波形更加平滑，而且噪声更低。
比较仿真
图5给出零电压开关(ZVS)降压拓扑的示意图，图中使用了以前的寄生电感值。该仿真使用同样的36V~12V转换器，工作频率为1.3MHz，工作电流为8A，并对高端MOSFET损耗与以前设计的损耗进行了对比。零电压开关(ZVS)降压使用1个 230nH的电感，其MOSFET以及栅极驱动器特性与前面的仿真相同。
图6给出零电压开关(ZVS)降压拓扑在1.3MHz运行的仿真结果以及相应的高端MOSFET(Q1)瞬时功率曲线。在高端MOSFET Q1中的平均功耗(包括开关损耗以及导通损耗)为1.33W，甚至比在650kHz开关频率和采用更大电感的传统转换器的功耗还低。通过对两个设计仿真在1.3MHz开关频率的运行结果进行对比，可以发现高端 MOSFET节省的功耗非常多，达到1.37W。从图6中的功率曲线可以看出，启动损耗近乎为零，Q1导通时中没有很大的电流尖峰。在Q1导通之前没有体二极管导通，也没有反向恢复效应，包括Q2体二极管中的反向恢复损耗。
图6中还给出零电压开关(ZVS)动作的谐振转换，两个MOSFET (Q1及Q2)输出电容的并联组合与Lout组成振荡器。从图中还可以看出，Q1的导通并没有恰好发生在零电压时刻。一般通过开关带一定残余电压的Q1来减少钳位阶段线路所需的一定的存储电荷的方法来获得最佳的整体效率。这是使钳位阶段损耗最小和将Q1在精确的零电压处开关以节能之间的权衡。栅极驱动的开通损耗还得益于米勒电荷的消除，这是零电压开关(ZVS)动作带来的结果。驱动器不必对Q1的G-D电容进行放电，因此高端驱动器中的损耗将下降。此外，高端驱动器也不必应对导通期间源端寄生电感(Lshs)的影响，因为导通期间驱动器释放较少的电荷，而且也没有大电流在Lshs存储能量。
图7给出零电压开关(ZVS)降压拓扑与当前硬开关解决方案竞争产品之间的性能差异，该拓扑采取24 Vin-2.5 Vout (9.6:1) 10A 设计。二者的满载效率差异接近6.5%(其轻负载效率差异也非常明显)，从图中可以看出，在9A测量点的功率损耗改进超过52%。
其他益处
通过将零电压开关(ZVS)降压拓扑与Picor高性能硅控制器体系结构进行集成，制成PI33XX系列宽输入范围DC-DC稳压器。这个DC-DC解决方案包含在1个 10 mm×14 mm SiP(系统级封装)，其中包括组成完整电源所需的所有电路，除了额外的输出电感和几个陶瓷电容器外。高开关频率允许电感非常小，整个解决方案的尺寸(25 mm×21.5 mm)也比竞争的集成解决方案小，而且输出功率高达120W，峰值效率达到98%。PI33XX转换器最短导通时间为20ns，可以将36V输入电压转换为1V输出电压，输出电流高达10A，效率超过86%，而且在不久将来会有更大输出电流的器件。
先进硅技术与零电压开关(ZVS)降压拓扑的结合，除了宽输入范围和高效率，还带来了额外益处。由于零电压开关(ZVS)拓扑具有固有的稳定性，其控制至输出传递函数增益为-1，相移为90°，并借助高开关频率使极宽带宽反馈环路成为可能。PI33XX无需任何外部补偿元件(尽管也可以加一些)。闭环穿越频率通常是100 kHz，相位裕度为55°，增益裕量是 20dB。高闭环增益与小型输出电感，使得在较宽频率范围的闭环输出阻抗较低。这将导致极快的瞬态响应，恢复时间范围是20~30ms，而且只需使用适中的输出电容。
元件采用非常精确的输入前馈方法，允许误差放大器输出电压对输出负载需求做出精确的响应。让元件可用极其简单的方法把多个SiP并联起来，提高输出功率，并且实施均流。只需单线并联每个PI33XX的误差放大器，即可精确地共享负载。如果用户希望各单元彼此追踪并实现整体同步，还可以进行其他连接。 通过交错并联的方法，最多可以实现6个PI33XX相同型号稳压器的同步。PI33XX拥有近乎完美的同步整流驱动器，在高端MOSFET关闭和同步MOSFET导通之间，只有单位数字纳秒的体二极管交接时间。这有助于降低高端MOSFET的关断损耗以及体二极管导通损耗 。除了在重载时效率很高，PI33XX使用极高效的偏置系统和脉冲跳略模式，又实现了出众的轻负载效率。参见图7。
灵活性
采用零电压开关技术的Picor高性能硅控制器体系结构，还可以应用于其他拓扑，如升压拓扑以及降压-升压拓扑，而且只需重新排列开关器，便可达到理想的效果。实际上，这将以高效方式实现功率转换的任意组合，即使输入电压较高也没有问题，不仅降低了开关损耗，也形成了高功率密度电源，而且缩小了解决方案体积。
结语
本文介绍并且论述了迄今为止在高输入电压和高开关频率情况下使用传统降压拓扑面临的艰难挑战。高频和高输入电压使用降压稳压器是为了缩小整个电源系统解决方案的尺寸，从而有可能利用它取代两个转换级，以及能够在高频及宽输入范围工作。可以看出，为了在更高的开关频率工作，必须降低或消除高端MOSFET的启动损耗。
零电压开关(ZVS)降压拓扑是作为实现所需的尺寸缩小而又不影响功率容量的方法。Picor公司推出的新产品——PI33XX降压稳压器，采用Picor高性能硅控制器体系结构，包含一些的必须的特性，以允许8V~36V宽范围的输入电压，和具有高功率密度和效率的不同输出，比如1V，2.5V，3.3V，5V，12V以及15V。最后也说明，同样的高性能硅控制器体系结构还可以用于解决那些通常采用升压或降压-升压拓扑的硬开关应用，而且可以大幅改进功率容量和密度。