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摘要：该开关电源用于变频空调控制器中，主要为控制器中的IC及继电器提供电源，为多路输出，且输出功率较小，约10W左右。由于成本及体积的限制，并且输入功率较低（小于100W）,所以本开关电源采用价格低廉、体积小的单端反激式（准谐振式）拓扑结构。单端反激式开关电源使开关电源的可靠性、纹波干扰等问题得到很大的改善，并且可以克服PWM方式对负载的瞬态响应较差和易辐射等缺点，利用高频驱动的作用，降低损耗，提高效率，减少噪声。该开关电源的主控制芯片采用NCP1200p100，使外围电路变得简单，并实现了退磁检测、过流保护、过压保护和电压反馈等功能。
关键词：单端反激，开关电源，NCP1200p100
Abstract: the switching power supply used in variable frequency air conditioner controller, mainly to provide power for the IC and relay controller, as multiple output, and the output power is small, about 10W. Due to cost and size constraints, and the input power is low (less than 100W),so the switch power supply with low price, small size of single end flyback (quasi resonant)topology. Single flyback switching power supply reliability, ripple interference of switching power supply has been greatly improved, and can be poor and radiation response to overcomedisadvantages such as PWM to load transient, high-frequency driving effect, reduce loss,improve efficiency, reduce noise. The main control chip of the switching power supply using NCP1200p100, the peripheral circuit is simple, and the realization of the demagnetization detection, overcurrent protection, overvoltage protection and voltage feedback function.
Keywords: single flyback switching power supply, NCP1200p100,
中圖分类号： TG434.1文献标识码：A文章编号：2095-2104（2013）
一、设计目标
1.输入电压：AC198-242V
2.输出电压：DC+12V.电流0.5A；
DC+15V.电流0.4A;
DC+5V. 最大电流2A，最小电流0.5A。
3.效率≥80%
二.电路的整体设计
该开关电源的输出电压及功率均较小，为简化设计和节约设计成本，因此采用电路简单、成本低廉的反激拓扑结构。
图 3-1反激式开关电源基本电路
图 3-1所示为反激式开关电源的基本电路，它由M0S开关管、变压器、整流二极管（D1、D2、D3）、滤波电容（C1、C2、C3、C4）以及由MOS管的节电容和变压器一次绕组的分布电容（Cd）组成。
工作波形如图3-2所示，下面结合波形图分析电路的工作原理。
图 3-2工作波形
T0时刻，MOS管开通。变压器初级电流在输入电压的作用下，线性上升。变压器初级电压感应到次级，整流二极管反向截止。二极管承受反压为：
T1时刻，MOS管关断。 变压器初级电流被强制关断。由于电感电流不能突变，而此时MOS要强制关断初级电流，那么初级电感就会在MOS关断过程中，在初级侧产生一个感应电动势。根据电磁感应定律，可知，这个感应电动势在原理图中是下正上负的。这个感应电动势通过变压器的绕组耦合到次级，由于次级的同名端和初级是相反的。所以次级的感应电动势是上正下负。当次级的感应电动势达到输出电压时，次级整流二极管导通。初级电感在MOS开通时储存的能量，通过磁芯耦合到次级电感，然后通过次级线圈释放到次级输出电容中。在向输出电容中转移能量的过程中，由于次级输出电容容量很大，电压基本不变，所以次级电压被箝位在输出电压Vout，那么因为磁芯绕组电压是按匝数的比例关系，所以此时初级侧的电压也被箝位在Vout/(Ns/Np)，这里为了简化分析，我们忽略了二极管的正向导通压降。现在我们引入一个非常重要的概念，反射电压Vf。反射电压Vf就是次级绕组在向次级整流后的输出电容转移能量时，把次级输出电压按照初次级绕组的匝数比关系反射到初级侧绕组的电压，其数值为:
式中，Vd是二极管的正向导通压降。此时MOS的承受的电压为。T2时刻，MOS管再次开通，开始下一个周期。
三.输入电路的设计
1.整流滤波电路的设计
交流整流滤波后的直流电分成两部分供给后续电路，一路供给变频器的IPM模块，设定该模块输出功率为1100W。另一路供给开关电源的一级输入。整流滤波电路采用电容滤波的全桥不可控整流电路。
图 4-1 整流电路
（1）整流器的选择
整流器承受的反向最大电压值为交流电压的峰值：
式中，—最大交流输入电压的有效值（V）
整流器的输出功率：
式中，—变频器的输出功率（w）。
η—变频器的效率，在此取95%。
整流器最小输出电压平均值：
式中，—最小交流输入电压有效值（V）。
——直流纹波与二极管压降之和，取2V。
整流器最大输出电流平均值：
综上所述，考虑峰值浪涌电流的存在以及整流器耐压应留有50%的余量，所以选择耐压
值为600V，额定电流为25A，峰值浪涌电流为350A，正向导通压降为1.1V的D25SB60全桥整流器。
（2）滤波电容的选择
设计要求：输出功率为1100W，最小输入电压198VAC，整流器的输出功率
整流滤波的纹波系数为10%。保证额定输出功率时，最大输入电流
根据公式：
式中，K—纹波系数，取10%。
f—电网频率（Hz）。
或根据经验公式：当输入电压范围在220±10%时，。
因此选用两个630uF/400V的铝电解电容并联，能起到更好的滤波效果。
四.变换器的设计
1.“黑箱”预先估算
（1）最小及最大输入电压
式中，——开关电源的输入最小交流电压。
——开关电源的输入最大交流电压
——直流纹波与二极管压降之和，取2V。
（2）输出功率
输入功率
2.原边绕组计算
（1）原边电流值
（2）确定反激电压
开关管选用IRFUC20，耐压。
反激电压:
式中，150V为给定余量。
（3）计算最大占空比
（4）原边绕组的峰值电流
式中，——变压器输出功率，22W。
——开关电源效率，取80%。
（5）原边绕组最大电感
式中，——开关频率，100KHz。
（6）验证变压器最大连续输出功率能否满足负载所需最大功率
满足要求。
（7）磁芯的选择
式中，——变压器工作是的最大磁密，取0.2T。
J——绕组电流密度，取4A/
——窗口利用率，取典型值0.29。
根据的值选择合适的磁芯，选择EE19型号的磁芯，其参数见表5-1。
表 5-1 EE20磁芯参数
A * B * C（mm） () () ()
20.15*10*5.1 0.15717 31.00 50.70
（8）原边匝数计算
（9）引入气息长度
（10）原边绕组线径的选择
原边绕组有效电流：
=0.21（A）
导线截面积：
式中，J——导线电流密度，取4A/。
导线线径：
3.副边绕组计算
（1） +5V副边绕组计算
副边线径选择
副边有效电流：
导线截面积：
导线线径：
匝数计算：
式中，——整流二极管（肖特基二极管）正向导通压降，0.5V。
（2） +12V输出绕组计算
副边线径选择
副边有效电流：
导线截面积：
导线线径：
匝数计算：
式中，——整流二极管（肖特基二极管）正向导通压降，0.525V。
（3） +15V输出绕组计算
计算步骤及方法同“+12V输出绕组计算”
所以，变压器参数为：原边匝数156匝、线径0.25mm，副边12V输出:匝数11匝、线径0.4mm，副边15V输出：匝数14匝、线径0.35mm，副边5V输出：匝数5匝、线径0.8mm。磁芯采用TDK公司生产的EE20。
五.控制电路的设计
利用NCP1200p100芯片作为控制核心，用PC817和TL431作为开关电源输出电压的采样
控制，输出电压调节采用电位器改变取样回路的上下电阻比值来改变输出电压，该方案电路结构简单，实现方便。
1.控制芯片NCP1200p100
NCP1200p100是安森美公司生产的带准谐振开关能力的脉宽调制（PWM）电流模式控制
器，PWM脉冲频率为100KHz。
NCP1200为8引脚PI封装，引脚功能如表6-1：
表 6-1 NCP1200引脚功能表
2.控制电路功能介绍
圖 6-1 控制电路
（1）动态自供电电源
Ucc自供电源是基于储能电容充、放电过程而建立起来的，因此它具有动态变化特性，
并非某一固定电压。即通过Ucc（6引脚）上接的储能电容C9的充、放电来实现，其典型值
为10uF。在上电过程中，Ucc<11.4V，内部高压电流源开启，但此时DRV（5引脚）端无输
出脉冲。正常工作后，在Ucc从11.4V下降到9.8V的过程中，高压电流源关断，DRV（5引
脚）端输出脉冲；在Ucc从9.8V上升到11.4V的过程中，高压电流源接通，DRV（5引脚）
端也有输出脉冲。其中稳压管ZD1将电压保证在IC的工作电压范围（40-500V）内，R3起
限流作用。
（2）跳过周期模式
开关电源正常工作时，反馈电压的变化范围是1.4-3.8V（用户自行调节），反馈端
能根据负载的轻重来调节驱动级峰值电流的大小，使开关电源实现稳压输出。
5.2V基准电压源经过内部75.5kΩ和29kΩ电阻分压之后，给跳过周期比较器的同相输
入端提供1.4V的参考电压。当负载非常轻，使<1.4V时，芯片即进入跳过周期模式。此
时峰值电流为最小值，并且输出功率越小，所跳过的周期数越多，输出的脉冲数就越小。
本设计中通过1引脚与地之间串联电阻R7将跳过周期阀值电压降低为0.5V，R7阻值计
算:
式中，——设定跳周期阀值电压，
——NCP1200内部分压电阻，分别为29kΩ、75.5kΩ。
所以，计算得出R7=10KΩ。
（3）过电流保护电路
过电流保护电路由电流取样功率电阻R8、开关电流缓冲电阻R5、NCP1200的3引脚组成。R8有两个作用：第一，正常工作时，R8上产生的电压通过R5连接至NCP1200的3引脚。参与NCP1200内部PWM的控制（实际是电流环）；第二，当R8上产生的电压超过NCP1200的3引脚的最大门限电压（1V）时，通过3引脚触发NCP1200内部的过电流保护，立即使NCP1200的5引脚输出低电平，有效的保护电路的功率器件。R5还具有在MOSFET开通瞬时，抑制电流的作用。
R8的取值计算：
式中，——NCP1200的3引脚最大门限电压。
——开关管的峰值电流，与变压器一次侧峰值电流相同。
R5的取值计算：
当NCP1200的5引脚为低电平时，NCP1200的3引脚向外输出200uA的电流。这个电流在流过R5、R8时，在R5上产生电压。此电压与在开关管导通瞬间初级电流感应在R8产生的电压叠加，以减小开关电流开通瞬间的峰值。在R5上产生的分压设定为0.2V，所以R5的值为：
3.电压反馈电路的设计
电压反馈电路的组成及原理如图。
图 6-2 电压反馈电路
电压反馈电路由R10、R11、R12、R15、R16、C10、C12、TL431、PC817和NCP1200（2脚）组成。电压反馈电路的作用是对输出电压进行负反馈，使NCP1200的5脚输出驱动信号进行调整，进而调整电源的输出。当输出电压超出额定输出电压时，由R12分的电压变大，即TL431参考端的电压超出其额定参考电压2.5V，则通过TL431的电流变大，促使R10的分压变大，即PC817 的1脚和2脚两端的电压变大，内部光耦产生作用，三极管导通，产生反馈电流，使NCP1200的2脚电压下降。通过NCP1200内部PWM比较器，使NCP1200的5脚输出电压为低电压，则变压器初级绕组的储存能量减小，绕组电压下降，当输出低于额定输出电压时，此时电路的工作方式则相反。
R15为PC817的限流电阻，R10为防止TL431进入死区，C12、R11是为了提高反馈环的响应速度。
六、缓冲电路的设计
1.缓冲电路原理
图 7-1 RCD缓冲电路
由于变压器的初级有漏感，漏感的能量不会通过磁芯耦合到次级。那么当MOSFET关断时，漏感电流也是不能突变的，漏感的电流变化也会产生感应电动势，这个感应电动势因为无法被次级耦合而箝位，电压会冲的很高。那么为了避免MOSFET被电压击穿而损坏，所以要在初级侧加一个RCD吸收缓冲电路，把漏感能量先储存在电容里，然后通过R9消耗掉。当然， R9不仅消耗漏感能量，因为在MOS关断时，所有绕组都共享磁芯中储存的能量。
下面分析其工作原理：
当Q关断时，漏感释放能量、导通、C11上电压瞬间充上去，然后D4截止，C9通过R9放电。
（1）若C11的容值很大，C9上电压缓慢上升次级侧反激过冲小，变压器能量不能迅速传递到次级；
（2）若C11容值特别大，电压峰值小于次级反射电压，则缓冲电容上电压将一直保持在次级反射电压附近，及缓冲电阻变为死负载，一直在消耗磁芯能量；
（3）若R9C11的值太小，C11上电压很快会降到次级反射电压，故在Q开通前，缓冲电阻将成为反激变换器的死负载，消耗变压器的能量，降低效率；
（4）如果R9C11值取的比较合适，使到Q开通时，C11上电压放到接近次级反射电压，到下次导通时，C11上能量恰好可以释放完，这种情况缓冲效果较好，但电容峰值电压大，器件应力高。
2.参数计算
（1）变压器次级侧反射到初级侧的电压，即反激电压；
MOSFET耐压值为600V，稳态时电压应比例为80%；
在计算过程需要测定变压器一次绕组的漏感值，在此给定估算值为3.7uH。
RCD嵌位电压：
RCD的功耗：
电阻取值：
取100kΩ。
电容取值：
式中，0.05——吸收电容电压波动5%。
实际C11=4700pF，与计算值相差很大。
原因：a.给定漏感值的合理性；实际设计时漏感值是实测得到的；
b.计算方法与实际应用的合理性，在实际制作过程中，RCD电路是需要反复调整的。
解决办法：在电路测试时进行调节。测出变压器的漏感，从新计算。
（2）RCD二极管的选择
工作频率为100KHz，所以选择UF系列的快速二极管；耐压选择1KV。
选定二极管型号为UF4007。
七、输出电路的设计
经过变换电路的作用，在变压器的次级需要用二极管进行整流。在整流之后需要进行滤波处理，以提高快关电源的输出电压质量。
该电源为多路输出，由于5V输出的电流相对较大，所以在5V输出电路上采用电压负反馈。
图 8-1输出电路
1.输出整流器的选择
（1）+5V输出电路
二极管耐压值为：
根据以上三个参数选择整流二极管，选用肖特基二极管IN5821，其参数为，最大反向峰值电压30V、最大半波整流电流3A、最大正向峰值浪涌电流75A、最大反向电流2A、正向导通压降0.5V。
（2）+12V输出电路
二极管耐压值为：
峰值电流：
电流有效值：
根据以上三个参数选择整流二极管，选用肖特基二极管IN5822，其参数为，最大反向峰值电压40V、最大半波整流电流3A、最大正向峰值浪涌电流75A、最大反向电流3A、正向导通压降0.525V。
（3）+15V输出电路
计算方法同“+12V输出电路”计算。
根据计算结果选择整流二极管，选用肖特基二极管SR150，其参数为，最大反向峰值电压50V、最大半波整流电流1A、最大正向峰值浪涌电流30A、最大反向电流1A、正向导通压降0.7V。
2.输出滤波电路的设计
由于+5V输出的电流较大，所以在电容滤波的后级又增加了LC滤波器，以减少输出纹波电压。滤波电感L1选用被称作“磁珠”的3.3uH穿心电感，可滤除D3在反向恢复过程中产生的开关噪声。+12V和+15V两路输出只需在输出端分别加上滤波电容即可。安规电容CY1起抑制共模干扰作用。
（1）+5V输出滤波元件参数的选择
圖8-2 +5V输出电路
a.滤波电容的选择
输出滤波电容器的选择是根据整流输出纹波电流的值而定，输出整流纹波电流为：
计算 +5V输出电流的纹波电流值为
470uF/35V的铝电解电容在105℃时的耐100KHz电流纹波电流能力为1.36A，所以选用两只470uF/35V的铝电解电容并联。
由于铝电解电容无法吸收加在两端的高频电流分量，用0.01-0.1uF的陶瓷电容就可以达到这个目的，此处取C22=0.1uF。
b.滤波电感的选择
输出滤波电感可有一下公式计算：
此处选择L2=3.3uH的磁珠。
c.R18与C22构成缓冲电路，原理同图7-1，用于吸收变压器二次侧漏感产生的电压尖峰。
（2）+12V输出滤波元件参数的选择
图8-3 +12V输出电路
a.滤波电容的选择
输出滤波电容器的选择是根据整流输出纹波电流的值而定，输出整流纹波电流为：
计算 +12V输出电流的纹波电流值为
470uF/35V的铝电解电容在105℃时的耐100KHz电流纹波电流能力为1.36A，所以选用一只470uF/35V的铝电解电容即可。
由于铝电解电容无法吸收加在两端的高频电流分量，用0.01-0.1uF的陶瓷电容就可以达到这个目的，此处取C14=0.1uF。
（3）+15V输出滤波元件参数的选择
电路及元器件选择计算同“+12V输出滤波元件参数的选择”。
470uF/35V的铝电解电容在105℃时的耐100KHz电流纹波电流能力为1.36A，所以选用一只470uF/35V的铝电解电容即可。
由于铝电解电容无法吸收加在两端的高频电流分量，用0.01-0.1uF的陶瓷电容就可以达到这个目的，此处取C17=0.1uF。
3.输出RC缓冲电路的设计
（1）输出RC缓冲电路的作用
a. 衰减次级漏感与整流二极管的振荡，即降低或消除电压、电流尖峰；
b.限制di/dt或dV/dt;
c. 防止开关管开通时次级二极管的瞬间电压超过最大值,有保护肖特基二极管及减少EMI的作用。
d.使系统运行在安全操作区内
（2） RC电路参数选择
在二极管上并联的RC，其取值要经过反复试验才能确定。如果选用不当，反而会造成更严重的震荡。电阻一般取10-100Ω，电容取4.7pF-2.2nF(2200pF)。
在此取R13=R14=47Ω，C13=C16=1000pF。具体取值还需试验进一步确定。
八.完整电路图及工作过程
1.开关电源完整电路图
九、总结
从开关电源拓扑结构的确定到每个电气元件的选型都认真的分析和计算过，对于反激单端开关电源，在设计过程中有很多需要注意的地方：
1.反激式开关电源用到的元器件较少，但其原理较为复杂；成本相对较低，但受到输出功率的限制，一般在100W以内。
2.反激式开关电源变压器与正激开关电源的变压器（真正意义上的变压器）有本质上的区别，反激式开关电源的变压器实际上只是一个储能和传递能量的元件，相当于一个耦合电感；它的输出电压与输入电压不存在匝比的关系（不包括整流管的压降）。反激式开关电源的变压器一般都称作为变换器，其意义也许就在于此吧（个人所见）。
3.反激式开关变换器的计算有很多方法，根据不同的方法计算出的结果也是不相同的，但对最终的实现是没有影响的，只要按照各方法的要求去设计即可。
4.反激式开关电源的设计难点在于缓冲电路的设计，若缓冲电路设计的过低，会直接影响输出信号的品质，还可能烧毁开关管；若设计的过高会影响电源的效率。缓冲电路的设计是需要通过实验反复调试的，而不是靠单纯的理论计算就能确定参数的。
以上是本人在学习过程中总结出的部分经验，可能在具体的某方面理解的还不够透彻，需要不断的学习和积累
关键词：单端反激，开关电源，NCP1200p100
Abstract: the switching power supply used in variable frequency air conditioner controller, mainly to provide power for the IC and relay controller, as multiple output, and the output power is small, about 10W. Due to cost and size constraints, and the input power is low (less than 100W),so the switch power supply with low price, small size of single end flyback (quasi resonant)topology. Single flyback switching power supply reliability, ripple interference of switching power supply has been greatly improved, and can be poor and radiation response to overcomedisadvantages such as PWM to load transient, high-frequency driving effect, reduce loss,improve efficiency, reduce noise. The main control chip of the switching power supply using NCP1200p100, the peripheral circuit is simple, and the realization of the demagnetization detection, overcurrent protection, overvoltage protection and voltage feedback function.
Keywords: single flyback switching power supply, NCP1200p100,
中圖分类号： TG434.1文献标识码：A文章编号：2095-2104（2013）
一、设计目标
1.输入电压：AC198-242V
2.输出电压：DC+12V.电流0.5A；
DC+15V.电流0.4A;
DC+5V. 最大电流2A，最小电流0.5A。
3.效率≥80%
二.电路的整体设计
该开关电源的输出电压及功率均较小，为简化设计和节约设计成本，因此采用电路简单、成本低廉的反激拓扑结构。
图 3-1反激式开关电源基本电路
图 3-1所示为反激式开关电源的基本电路，它由M0S开关管、变压器、整流二极管（D1、D2、D3）、滤波电容（C1、C2、C3、C4）以及由MOS管的节电容和变压器一次绕组的分布电容（Cd）组成。
工作波形如图3-2所示，下面结合波形图分析电路的工作原理。
图 3-2工作波形
T0时刻，MOS管开通。变压器初级电流在输入电压的作用下，线性上升。变压器初级电压感应到次级，整流二极管反向截止。二极管承受反压为：
T1时刻，MOS管关断。 变压器初级电流被强制关断。由于电感电流不能突变，而此时MOS要强制关断初级电流，那么初级电感就会在MOS关断过程中，在初级侧产生一个感应电动势。根据电磁感应定律，可知，这个感应电动势在原理图中是下正上负的。这个感应电动势通过变压器的绕组耦合到次级，由于次级的同名端和初级是相反的。所以次级的感应电动势是上正下负。当次级的感应电动势达到输出电压时，次级整流二极管导通。初级电感在MOS开通时储存的能量，通过磁芯耦合到次级电感，然后通过次级线圈释放到次级输出电容中。在向输出电容中转移能量的过程中，由于次级输出电容容量很大，电压基本不变，所以次级电压被箝位在输出电压Vout，那么因为磁芯绕组电压是按匝数的比例关系，所以此时初级侧的电压也被箝位在Vout/(Ns/Np)，这里为了简化分析，我们忽略了二极管的正向导通压降。现在我们引入一个非常重要的概念，反射电压Vf。反射电压Vf就是次级绕组在向次级整流后的输出电容转移能量时，把次级输出电压按照初次级绕组的匝数比关系反射到初级侧绕组的电压，其数值为:
式中，Vd是二极管的正向导通压降。此时MOS的承受的电压为。T2时刻，MOS管再次开通，开始下一个周期。
三.输入电路的设计
1.整流滤波电路的设计
交流整流滤波后的直流电分成两部分供给后续电路，一路供给变频器的IPM模块，设定该模块输出功率为1100W。另一路供给开关电源的一级输入。整流滤波电路采用电容滤波的全桥不可控整流电路。
图 4-1 整流电路
（1）整流器的选择
整流器承受的反向最大电压值为交流电压的峰值：
式中，—最大交流输入电压的有效值（V）
整流器的输出功率：
式中，—变频器的输出功率（w）。
η—变频器的效率，在此取95%。
整流器最小输出电压平均值：
式中，—最小交流输入电压有效值（V）。
——直流纹波与二极管压降之和，取2V。
整流器最大输出电流平均值：
综上所述，考虑峰值浪涌电流的存在以及整流器耐压应留有50%的余量，所以选择耐压
值为600V，额定电流为25A，峰值浪涌电流为350A，正向导通压降为1.1V的D25SB60全桥整流器。
（2）滤波电容的选择
设计要求：输出功率为1100W，最小输入电压198VAC，整流器的输出功率
整流滤波的纹波系数为10%。保证额定输出功率时，最大输入电流
根据公式：
式中，K—纹波系数，取10%。
f—电网频率（Hz）。
或根据经验公式：当输入电压范围在220±10%时，。
因此选用两个630uF/400V的铝电解电容并联，能起到更好的滤波效果。
四.变换器的设计
1.“黑箱”预先估算
（1）最小及最大输入电压
式中，——开关电源的输入最小交流电压。
——开关电源的输入最大交流电压
——直流纹波与二极管压降之和，取2V。
（2）输出功率
输入功率
2.原边绕组计算
（1）原边电流值
（2）确定反激电压
开关管选用IRFUC20，耐压。
反激电压:
式中，150V为给定余量。
（3）计算最大占空比
（4）原边绕组的峰值电流
式中，——变压器输出功率，22W。
——开关电源效率，取80%。
（5）原边绕组最大电感
式中，——开关频率，100KHz。
（6）验证变压器最大连续输出功率能否满足负载所需最大功率
满足要求。
（7）磁芯的选择
式中，——变压器工作是的最大磁密，取0.2T。
J——绕组电流密度，取4A/
——窗口利用率，取典型值0.29。
根据的值选择合适的磁芯，选择EE19型号的磁芯，其参数见表5-1。
表 5-1 EE20磁芯参数
A * B * C（mm） () () ()
20.15*10*5.1 0.15717 31.00 50.70
（8）原边匝数计算
（9）引入气息长度
（10）原边绕组线径的选择
原边绕组有效电流：
=0.21（A）
导线截面积：
式中，J——导线电流密度，取4A/。
导线线径：
3.副边绕组计算
（1） +5V副边绕组计算
副边线径选择
副边有效电流：
导线截面积：
导线线径：
匝数计算：
式中，——整流二极管（肖特基二极管）正向导通压降，0.5V。
（2） +12V输出绕组计算
副边线径选择
副边有效电流：
导线截面积：
导线线径：
匝数计算：
式中，——整流二极管（肖特基二极管）正向导通压降，0.525V。
（3） +15V输出绕组计算
计算步骤及方法同“+12V输出绕组计算”
所以，变压器参数为：原边匝数156匝、线径0.25mm，副边12V输出:匝数11匝、线径0.4mm，副边15V输出：匝数14匝、线径0.35mm，副边5V输出：匝数5匝、线径0.8mm。磁芯采用TDK公司生产的EE20。
五.控制电路的设计
利用NCP1200p100芯片作为控制核心，用PC817和TL431作为开关电源输出电压的采样
控制，输出电压调节采用电位器改变取样回路的上下电阻比值来改变输出电压，该方案电路结构简单，实现方便。
1.控制芯片NCP1200p100
NCP1200p100是安森美公司生产的带准谐振开关能力的脉宽调制（PWM）电流模式控制
器，PWM脉冲频率为100KHz。
NCP1200为8引脚PI封装，引脚功能如表6-1：
表 6-1 NCP1200引脚功能表
2.控制电路功能介绍
圖 6-1 控制电路
（1）动态自供电电源
Ucc自供电源是基于储能电容充、放电过程而建立起来的，因此它具有动态变化特性，
并非某一固定电压。即通过Ucc（6引脚）上接的储能电容C9的充、放电来实现，其典型值
为10uF。在上电过程中，Ucc<11.4V，内部高压电流源开启，但此时DRV（5引脚）端无输
出脉冲。正常工作后，在Ucc从11.4V下降到9.8V的过程中，高压电流源关断，DRV（5引
脚）端输出脉冲；在Ucc从9.8V上升到11.4V的过程中，高压电流源接通，DRV（5引脚）
端也有输出脉冲。其中稳压管ZD1将电压保证在IC的工作电压范围（40-500V）内，R3起
限流作用。
（2）跳过周期模式
开关电源正常工作时，反馈电压的变化范围是1.4-3.8V（用户自行调节），反馈端
能根据负载的轻重来调节驱动级峰值电流的大小，使开关电源实现稳压输出。
5.2V基准电压源经过内部75.5kΩ和29kΩ电阻分压之后，给跳过周期比较器的同相输
入端提供1.4V的参考电压。当负载非常轻，使<1.4V时，芯片即进入跳过周期模式。此
时峰值电流为最小值，并且输出功率越小，所跳过的周期数越多，输出的脉冲数就越小。
本设计中通过1引脚与地之间串联电阻R7将跳过周期阀值电压降低为0.5V，R7阻值计
算:
式中，——设定跳周期阀值电压，
——NCP1200内部分压电阻，分别为29kΩ、75.5kΩ。
所以，计算得出R7=10KΩ。
（3）过电流保护电路
过电流保护电路由电流取样功率电阻R8、开关电流缓冲电阻R5、NCP1200的3引脚组成。R8有两个作用：第一，正常工作时，R8上产生的电压通过R5连接至NCP1200的3引脚。参与NCP1200内部PWM的控制（实际是电流环）；第二，当R8上产生的电压超过NCP1200的3引脚的最大门限电压（1V）时，通过3引脚触发NCP1200内部的过电流保护，立即使NCP1200的5引脚输出低电平，有效的保护电路的功率器件。R5还具有在MOSFET开通瞬时，抑制电流的作用。
R8的取值计算：
式中，——NCP1200的3引脚最大门限电压。
——开关管的峰值电流，与变压器一次侧峰值电流相同。
R5的取值计算：
当NCP1200的5引脚为低电平时，NCP1200的3引脚向外输出200uA的电流。这个电流在流过R5、R8时，在R5上产生电压。此电压与在开关管导通瞬间初级电流感应在R8产生的电压叠加，以减小开关电流开通瞬间的峰值。在R5上产生的分压设定为0.2V，所以R5的值为：
3.电压反馈电路的设计
电压反馈电路的组成及原理如图。
图 6-2 电压反馈电路
电压反馈电路由R10、R11、R12、R15、R16、C10、C12、TL431、PC817和NCP1200（2脚）组成。电压反馈电路的作用是对输出电压进行负反馈，使NCP1200的5脚输出驱动信号进行调整，进而调整电源的输出。当输出电压超出额定输出电压时，由R12分的电压变大，即TL431参考端的电压超出其额定参考电压2.5V，则通过TL431的电流变大，促使R10的分压变大，即PC817 的1脚和2脚两端的电压变大，内部光耦产生作用，三极管导通，产生反馈电流，使NCP1200的2脚电压下降。通过NCP1200内部PWM比较器，使NCP1200的5脚输出电压为低电压，则变压器初级绕组的储存能量减小，绕组电压下降，当输出低于额定输出电压时，此时电路的工作方式则相反。
R15为PC817的限流电阻，R10为防止TL431进入死区，C12、R11是为了提高反馈环的响应速度。
六、缓冲电路的设计
1.缓冲电路原理
图 7-1 RCD缓冲电路
由于变压器的初级有漏感，漏感的能量不会通过磁芯耦合到次级。那么当MOSFET关断时，漏感电流也是不能突变的，漏感的电流变化也会产生感应电动势，这个感应电动势因为无法被次级耦合而箝位，电压会冲的很高。那么为了避免MOSFET被电压击穿而损坏，所以要在初级侧加一个RCD吸收缓冲电路，把漏感能量先储存在电容里，然后通过R9消耗掉。当然， R9不仅消耗漏感能量，因为在MOS关断时，所有绕组都共享磁芯中储存的能量。
下面分析其工作原理：
当Q关断时，漏感释放能量、导通、C11上电压瞬间充上去，然后D4截止，C9通过R9放电。
（1）若C11的容值很大，C9上电压缓慢上升次级侧反激过冲小，变压器能量不能迅速传递到次级；
（2）若C11容值特别大，电压峰值小于次级反射电压，则缓冲电容上电压将一直保持在次级反射电压附近，及缓冲电阻变为死负载，一直在消耗磁芯能量；
（3）若R9C11的值太小，C11上电压很快会降到次级反射电压，故在Q开通前，缓冲电阻将成为反激变换器的死负载，消耗变压器的能量，降低效率；
（4）如果R9C11值取的比较合适，使到Q开通时，C11上电压放到接近次级反射电压，到下次导通时，C11上能量恰好可以释放完，这种情况缓冲效果较好，但电容峰值电压大，器件应力高。
2.参数计算
（1）变压器次级侧反射到初级侧的电压，即反激电压；
MOSFET耐压值为600V，稳态时电压应比例为80%；
在计算过程需要测定变压器一次绕组的漏感值，在此给定估算值为3.7uH。
RCD嵌位电压：
RCD的功耗：
电阻取值：
取100kΩ。
电容取值：
式中，0.05——吸收电容电压波动5%。
实际C11=4700pF，与计算值相差很大。
原因：a.给定漏感值的合理性；实际设计时漏感值是实测得到的；
b.计算方法与实际应用的合理性，在实际制作过程中，RCD电路是需要反复调整的。
解决办法：在电路测试时进行调节。测出变压器的漏感，从新计算。
（2）RCD二极管的选择
工作频率为100KHz，所以选择UF系列的快速二极管；耐压选择1KV。
选定二极管型号为UF4007。
七、输出电路的设计
经过变换电路的作用，在变压器的次级需要用二极管进行整流。在整流之后需要进行滤波处理，以提高快关电源的输出电压质量。
该电源为多路输出，由于5V输出的电流相对较大，所以在5V输出电路上采用电压负反馈。
图 8-1输出电路
1.输出整流器的选择
（1）+5V输出电路
二极管耐压值为：
根据以上三个参数选择整流二极管，选用肖特基二极管IN5821，其参数为，最大反向峰值电压30V、最大半波整流电流3A、最大正向峰值浪涌电流75A、最大反向电流2A、正向导通压降0.5V。
（2）+12V输出电路
二极管耐压值为：
峰值电流：
电流有效值：
根据以上三个参数选择整流二极管，选用肖特基二极管IN5822，其参数为，最大反向峰值电压40V、最大半波整流电流3A、最大正向峰值浪涌电流75A、最大反向电流3A、正向导通压降0.525V。
（3）+15V输出电路
计算方法同“+12V输出电路”计算。
根据计算结果选择整流二极管，选用肖特基二极管SR150，其参数为，最大反向峰值电压50V、最大半波整流电流1A、最大正向峰值浪涌电流30A、最大反向电流1A、正向导通压降0.7V。
2.输出滤波电路的设计
由于+5V输出的电流较大，所以在电容滤波的后级又增加了LC滤波器，以减少输出纹波电压。滤波电感L1选用被称作“磁珠”的3.3uH穿心电感，可滤除D3在反向恢复过程中产生的开关噪声。+12V和+15V两路输出只需在输出端分别加上滤波电容即可。安规电容CY1起抑制共模干扰作用。
（1）+5V输出滤波元件参数的选择
圖8-2 +5V输出电路
a.滤波电容的选择
输出滤波电容器的选择是根据整流输出纹波电流的值而定，输出整流纹波电流为：
计算 +5V输出电流的纹波电流值为
470uF/35V的铝电解电容在105℃时的耐100KHz电流纹波电流能力为1.36A，所以选用两只470uF/35V的铝电解电容并联。
由于铝电解电容无法吸收加在两端的高频电流分量，用0.01-0.1uF的陶瓷电容就可以达到这个目的，此处取C22=0.1uF。
b.滤波电感的选择
输出滤波电感可有一下公式计算：
此处选择L2=3.3uH的磁珠。
c.R18与C22构成缓冲电路，原理同图7-1，用于吸收变压器二次侧漏感产生的电压尖峰。
（2）+12V输出滤波元件参数的选择
图8-3 +12V输出电路
a.滤波电容的选择
输出滤波电容器的选择是根据整流输出纹波电流的值而定，输出整流纹波电流为：
计算 +12V输出电流的纹波电流值为
470uF/35V的铝电解电容在105℃时的耐100KHz电流纹波电流能力为1.36A，所以选用一只470uF/35V的铝电解电容即可。
由于铝电解电容无法吸收加在两端的高频电流分量，用0.01-0.1uF的陶瓷电容就可以达到这个目的，此处取C14=0.1uF。
（3）+15V输出滤波元件参数的选择
电路及元器件选择计算同“+12V输出滤波元件参数的选择”。
470uF/35V的铝电解电容在105℃时的耐100KHz电流纹波电流能力为1.36A，所以选用一只470uF/35V的铝电解电容即可。
由于铝电解电容无法吸收加在两端的高频电流分量，用0.01-0.1uF的陶瓷电容就可以达到这个目的，此处取C17=0.1uF。
3.输出RC缓冲电路的设计
（1）输出RC缓冲电路的作用
a. 衰减次级漏感与整流二极管的振荡，即降低或消除电压、电流尖峰；
b.限制di/dt或dV/dt;
c. 防止开关管开通时次级二极管的瞬间电压超过最大值,有保护肖特基二极管及减少EMI的作用。
d.使系统运行在安全操作区内
（2） RC电路参数选择
在二极管上并联的RC，其取值要经过反复试验才能确定。如果选用不当，反而会造成更严重的震荡。电阻一般取10-100Ω，电容取4.7pF-2.2nF(2200pF)。
在此取R13=R14=47Ω，C13=C16=1000pF。具体取值还需试验进一步确定。
八.完整电路图及工作过程
1.开关电源完整电路图
九、总结
从开关电源拓扑结构的确定到每个电气元件的选型都认真的分析和计算过，对于反激单端开关电源，在设计过程中有很多需要注意的地方：
1.反激式开关电源用到的元器件较少，但其原理较为复杂；成本相对较低，但受到输出功率的限制，一般在100W以内。
2.反激式开关电源变压器与正激开关电源的变压器（真正意义上的变压器）有本质上的区别，反激式开关电源的变压器实际上只是一个储能和传递能量的元件，相当于一个耦合电感；它的输出电压与输入电压不存在匝比的关系（不包括整流管的压降）。反激式开关电源的变压器一般都称作为变换器，其意义也许就在于此吧（个人所见）。
3.反激式开关变换器的计算有很多方法，根据不同的方法计算出的结果也是不相同的，但对最终的实现是没有影响的，只要按照各方法的要求去设计即可。
4.反激式开关电源的设计难点在于缓冲电路的设计，若缓冲电路设计的过低，会直接影响输出信号的品质，还可能烧毁开关管；若设计的过高会影响电源的效率。缓冲电路的设计是需要通过实验反复调试的，而不是靠单纯的理论计算就能确定参数的。
以上是本人在学习过程中总结出的部分经验，可能在具体的某方面理解的还不够透彻，需要不断的学习和积累